CURSO: Taller de Tecnologías de Radio – Ondas medias a UHFDirección responsable : DIDT-Área de Equipos y Terminales Avanzados Horas semanales : 8 horas (5 semanas) Teoría : 20 horas Laboratorio : 20 horas Docentes Responsables : Ing. Alejandro Ramón Vargas Patrón : Ing. Milton Rios Julcapoma Docentes Adjuntos : Bach. Dante Inga Narváez Bach. Vanessa Gamero Sobero Objetivo : El curso tiene por objetivo proporcionar al alumno una experiencia teórico-práctica sobre la utilización del espectro electromagnético desde MF (frecuencias medias) hasta UHF (frecuencias ultra altas). Contenido : CAPÍTULO 1 Frecuencias de onda media (MW) para radiodifusión. Segmento 540kHz~1700kHz Teoría: 6 horas Laboratorio: 4 horas Teoría Servicios asignados a la banda de frecuencias medias (MF). Frecuencias para radiodifusión de onda media (MW). Separación de canales. Tipos de receptores empleados por el usuario. Antenas para recepción de señales AM con portadora en interiores. Antenas de cuadro de ferrita. Cuadros para trabajo experimental. Sistemas de antena-tierra para exteriores. Principio de funcionamiento de la antena de cuadro para frecuencias medias. Laboratorio 1 Demostración de un receptor a cristal con diodo Schottky, antena de cuadro de alta eficiencia y audífonos de diseño experimental. Adaptación de la impedancia de los audífonos. Red ecualizadora de AC y DC. -1- CAPÍTULO 2 Líneas de transmisión. Teoría: 4 horas Laboratorio: 4 horas Teoría Coeficiente de reflexión. SWR. Patrones de onda estacionaria. Impedancias en una línea de transmisión. Stub de cortocircuito. Stub de circuito abierto. El Ábaco o Carta de Smith. Ejemplos. Laboratorio 2 Armado de cables RG-58 y RG-8 con conectores BNC y M. CAPÍTULO 3 Antenas para frecuencias elevadas (HF) Teoría: 4 horas Laboratorio: 4 horas Teoría El dipolo de λ/2. Impedancia en el punto de alimentación. Relación longitud/diámetro de los conductores que forman la antena. Efecto de extremos o “end effect”. Uso de Balunes para evitar distorsionar el patrón de radiación. El dipolo en V-invertido. El dipolo doblado. El dipolo de banda ancha. Laboratorio 3 Construcción de una antena dipolo lineal CAPÍTULO 4 Antenas Yagi-Uda y Quad para VHF y UHF Teoría: 4 horas Laboratorio: 4 horas Teoría Directores y reflectores. El arreglo parasitario. Niveles de impedancia. El acoplador Gamma. Antenas de cuadro de una espira de longitud λ. La antena Quad-Yagi Laboratorio 4 Demostración de una antena Quad-Yagi para 145MHz. -2- CAPÍTULO 5 Implementación de una estación para fines experimentales en las bandas de VHF y UHF Teoría Introducción. Estación terrena experimental del INICTEL-UNI. Instrumentos de verificación y medición. Funcionamiento de los rotores de acimut y elevación. Proceso de comunicación. Interpretación de datos codificados en Morse, AX.25 y SSTV. Laboratorio 5 Operación de la estación experimental -3- Teoría: 2 horas Laboratorio: 4 horas 5kHz a 1606. La transmisión se efectúa las 24 horas del día. las frecuencias asignadas a los canales para la Radiodifusión en Onda Media (MW) están localizados en el espectro de 526. Existe así mismo en ese continente la radiodifusión en onda larga (LW) en la región del espectro comprendida entre 150kHz y 280kHz y con altas potencias de transmisión (mayores que 100kW). Las NDBs transmiten portadoras moduladas con tonos de 400Hz o 1020Hz en código Morse para su identificación (ID). la asignación ocurre entre 535kHz y 1605kHz. Fig. En Europa se emplea la banda de 280kHz a 530kHz para las radiobalizas. extendido a 1705kHz. con inversión o no del patrón punto-raya/espacio. conocidas también como NDBs (NDB = Non Direccional Beacon) y que se emplean como radio-ayudas para la navegación aérea y marítima.5kHz.1.Capítulo 1 Frecuencias de Onda Media (MW) para Radiodifusión – Segmento 540kHz~1700kHz Servicios asignados en la Banda de Frecuencias Medias (MF) La banda de frecuencias medias (MF) se extiende desde 300kHz a 3MHz. La modulación es -4- . los 7 días de la semana y con potencias en el rango desde menos de 50W hasta más de 2000W.1 se ilustra el espectro asignado a estos servicios. En la Fig. En USA y Canadá se utiliza la banda de 190kHz a 435kHz y de 510kHz a 530kHz para las frecuencias de transmisión de las radiobalizas omnidireccionales. con una brecha entre 495kHz y 505kHz porque 500kHz era la frecuencia de emergencia “International Maritime Distress”. En Norteamérica.1.1 Servicios asignados en la banda MF en América y Europa En Europa. .DBL-P (AM). Aquí el detector opera con señales de varios voltios.1.5kHz para el caso de Europa. que operan en razón a la curvatura de la característica volt-ampere de un dispositivo no lineal. En nuestro país es usualmente 20kHz.. Fig. y en el caso de Norteamérica el límite es hasta 5kHz. Demodulación por ley cuadrática Para pequeños valores del voltaje de señal es. empleándose un diodo semiconductor para esta función. Las bandas laterales no deben extenderse más allá de 4. La característica volt-ampere puede ser asumida como lineal sobre la región de conducción del dispositivo. un BJT o un diodo es de la forma mostrada en la Fig. Detectores de gran señal o lineales. 2 -5- 3 4 .2 Diagrama en bloques de un receptor superheterodino típico Demoduladores de amplitud Los demoduladores (detectores) para modulación de amplitud usualmente se clasifican como: a.3 y puede ser expresada por la serie de Taylor usual: i0 a1es a2 es a3 es a4 es . Tipos de receptores empleados por el usuario Los receptores domésticos de AM emplean mayormente el esquema superheterodino con una frecuencia intermedia de 455kHz. La separación entre canales para un transmisor situado dentro del área de servicio de un segundo transmisor es de 9kHz en Europa y de 10kHz en Norteamérica. Detectores de pequeña señal o de ley cuadrática. la curva dinámica entrada-salida de un JFET. b.1. La detección de AM es del tipo de envolvente. como mínimo. 1.4 muestra un detector de AM muy simple a diodo.1.3 Curva de transferencia genérica Fig.1.4. la resistencia dinámica del diodo es elevada y entonces la tensión en bornes del diodo es: vak va vk va es Si el voltaje de señal es obtenido a partir de una onda AM entonces: es Ec 1 ma cos m t cos c t y la expresión resultante para la corriente del diodo es: -6- . para pequeños voltajes de señal. Fig. donde la curvatura de la característica es mayor.1. Para un rango limitado de señal los términos de orden superior al segundo pueden ser despreciados. La polarización (bias) por lo tanto se emplea para colocar el punto de trabajo o de reposo del dispositivo cerca del corte. y a 2 es la tasa de cambio de la pendiente. La Fig. Nótese que el coeficiente a1 es una función de la pendiente de la curva.4 Detector diodo básico En la Fig. La efectividad de la demodulación se demostrará que depende de la magnitud de a 2 .donde i0 es la corriente de salida del dispositivo semiconductor y es el voltaje de señal de control. Pero el segundo armónico de la modulación también pasa junto con la señal deseada y representa un término de distorsión 2 proporcional a ma . . En los primeros sistemas de modulación no era posible modular la señal completamente ( ma 1 ). las frecuencias laterales originales. Los coeficientes a3 . Esto es válido cuando estamos trabajando con señales débiles. 2 2 que puede ser transformada a una expresión compleja que involucre muchas frecuencias: 2 2 2 a E a E m 2 i0 2 c 2 c a a1 Ec cos c t a 2 E c ma cos m t 2 4 2 2 a1 Ec ma a 2 E c ma cosc m t cos c m t 1 2 2 2 2 2 2 2 a E m cos 2 c t 2 c a cos 2 m t 4 2 a E m a E m 2 c a cos 2 c m t cos 2 c m t 2 c a cos 2 c m t cos 2 c m t 2 8 ... y esto es cierto.1. i0 a1 Ec cos c t a1 Ec ma cos m t cos c t a2 Ec 1 2ma cos m t ma cos 2 m t cos 2 c t . y son un resultado del término producto. la frecuencia de modulación. será amplificada posteriormente y pasará a través de esta capacitancia. la segunda armónica de la portadora y de las frecuencias de modulación. En el circuito de salida es posible encontrar todas estas frecuencias. son progresivamente más pequeños. Desde que la modulación fue un proceso en que un término producto se formó. Todos los términos excepto la portadora repetida y las frecuencias laterales contienen el coeficiente a 2 . y tales detectores fueron satisfactorios para valores de -7- .. En el circuito demodulador a diodo de la Fig. las frecuencias laterales en la segunda armónica de la portadora. la portadora original. a4 .. parece razonable pensar que los moduladores pueden ser también demoduladores. La frecuencia moduladora.. y una reactancia alta a f m . El voltaje que aparece a través de R será: 2 2 2 2 a 2 E c R ma a 2 E c ma R 2 e0 1 a 2 Ec ma R cos m t cos 2 m t 2 2 4 El término DC será removido o bloqueado por el capacitor de acoplo a la siguiente etapa. Luego. identificadas como un término DC.4 el capacitor C tiene una reactancia baja comparada con R a la frecuencia f c . de manera que no hemos dejado de considerar términos de importancia significativa. y frecuencias laterales adicionales en la segunda armónica de la portadora debidas a la segunda armónica de la modulación. a5 .. todas las frecuencias que se aproximen a f c o superiores serán derivadas alrededor de la carga R.. como salida deseada. Hoy en día. el empleo de detectores lineales reduce la distorsión indeseada producida por el segundo armónico de la modulación. (b) Valor medio aproximado de la corriente del diodo -8- .1. y la forma de onda de la señal se distorsionará. sin embargo. C no podrá descargarse con suficiente rapidez a través de R.ma pequeños. La salida e0 debe seguir exactamente a la envolvente de la onda modulada. Debe llegarse por tanto a un compromiso entre pequeño rizado en la salida y posibilidad de distorsión de la forma de onda.4.1.4. ya que idealmente. Detectores de gran señal La detección o demodulación de gran señal emplea en esencia el circuito básico de la Fig. (a) Tensión de salida. que la tensión de entrada al demodulador de amplitud es: es Ec 1 ma senm t senc t y que E c toma valores de unos cuantos voltios. En estas condiciones. el producto RC debe ser mucho mayor que el período Tc de la portadora Ec senc t ). Sin embargo.1 Formas de onda de tensión y corriente en el diodo detector. R y C deben hacerse grandes para mantener pequeño el rizado en la salida (hablando estrictamente. Fig. si RC se hace muy grande. los valores de ma en radiodifusión son altos. El resultado es que la tensión de salida e0 no seguirá a la envolvente de la señal de entrada. El comportamiento real de un detector bien diseñado es una buena aproximación a este ideal. Supongamos. sin perder generalidad. la tensión de salida del circuito es igual al valor pico de la tensión de entrada. y la envolvente de la señal modulada cae rápidamente. la tensión de salida no es una verdadera réplica de la envolvente. 1. La gráfica es un valor medio aproximado de la corriente del diodo. Las componentes de esta corriente pueden expresarse en función de la tensión de salida en la forma siguiente.La Fig. e0 tiene la forma: e0 Ec 1 ma senm t La Fig. se puede utilizar la última relación como guía para la elección del producto R-C.2. y la frecuencia máxima de la señal. En estas condiciones. La componente de corriente de DC viene dada por: I dc Ec R y la amplitud de la componente sinusoidal por: Im ma E c m E 2 2 a c 1 m RC ma I dc 1 m RC Z m R Las condiciones bajo las cuales se produce la distorsión de la onda pueden determinarse de la siguiente manera.1.1.b representa la corriente que entra al filtro R-C como resultado de la tensión e0 . El punto básico del análisis es el hecho de que la corriente a través del diodo nunca puede hacerse negativa. Así.1. Si no se satisface esta condición. La condición umbral está dada entonces por: ma 1 m RC 1 2 Si se conoce el índice de modulación máximo.1. Es el valor de la corriente del dispositivo promediada sobre uno o dos ciclos de la onda portadora.4.4. Se supone también que la envolvente es sinusoidal y que se desprecia la pequeña componente de rizado de la tensión de salida. ma max . Este tipo de corte se llama corte diagonal. para que no se produzca distorsión de la onda es necesario que I m sea menor que I dc . quedan cortados los surcos de la onda de corriente y la tensión de salida se distorsiona en la forma que muestra la Fig. Viene dada por: I av I dc I m senm t en donde es el ángulo de fase de la admitancia del filtro para la frecuencia m radianes/seg. El umbral de corte tiene lugar cuando I m I dc . El corte de la onda de tensión se desvía hacia un lado del surco debido al desfase entre tensión y corriente. Por tanto. max .4.a muestra la tensión de salida e0 bajo la suposición de que sigue perfectamente a la envolvente de la tensión de entrada. resulta que: -9- . Con una entrada de envolvente sinusoidal y sin ningún corte.2 Salida del detector con corte diagonal Con objeto de permitir un mejor filtrado sin riesgo excesivo de corte diagonal. la tensión e1 es: e1 Ec 1 ma senm t es decir.RC donde ma y m toman el valor ma max 1 2 1 ma m ma y max .4.3 se utiliza muy ampliamente en detectores de pico.1. La componente de DC de la corriente que circula por el filtro es: I dc Ec R1 R2 y la amplitud de la componente sinusoidal: Im ma E c Z m en donde Z m es la impedancia de entrada del filtro. De aquí se deduce que la condición para que no haya corte es: -10- . Fig.4.1. lo mismo que antes. respectivamente. el circuito de la Fig. Este circuito incluye también un capacitor de acoplamiento C 3 para eliminar la componente de DC de la salida del detector. 1. lo mismo que antes. Z m también se vuelve pequeña.3 Diodo detector con filtro más elaborado Disminución del umbral de detección en la demodulación de amplitud de pequeñas señales El diodo de juntura de Shockley está descrito por su ecuación característica: v i I s e VT 1 f v donde I s es la corriente de saturación inversa del diodo es el factor de idealidad del diodo VT es el potencial térmico = 0. la tensión y la corriente a la entrada del filtro están en fase y los surcos son cortados en ambas ondas de corriente y de tensión.1. Fig. las reactancias de C1 y C 2 se vuelven pequeñas y. por tanto.026 Volts @ 25ºC v es el voltaje en bornes del diodo Vánodo Vcátodo i es la corriente del diodo de ánodo a cátodo (el sentido convencional) -11- .Z m R1 R2 ma En el circuito de la Fig. Para frecuencias elevadas de la señal. a menos que las resistencias se hayan elegido adecuadamente.4.4.3. la resistencia R3 a la salida puede hacer que Z m sea menor que R1 R2 . El resultado es el corte diagonal. En este caso. para frecuencias moderadas a las que C1 y C 2 actúan como circuitos abiertos para la frecuencia de la señal y C 3 actúa como un cortocircuito. Este tipo de corte se llama corte de surcos o corte de picos negativos. la desigualdad puede ser violada de dos maneras. Además. Si vm v V0 Vm 1 m cos m t cos c t . 2 6 2 ' donde: VV0 f V0 I s e T 1 I 0 V0 f ' V0 VT I se VT V0 f '' V0 I se VT 2VT 2 V0 f ''' V0 I se VT 3VT 3 El término responsable de la demodulación es: V0 Is 2 VT 2 2 e VT v V0 2 donde v V0 es la amplitud del voltaje de señal modulada.1. entonces la señal demodulada es: i AUDIO V0 Is 2 VT 2 2 e VT -12- mVm cos m t 2 3 .5 Característica del diodo de Shockley La expansión polinómica de la característica alrededor de un punto de trabajo (I0...Fig.V0) se puede escribir como: f '' V0 v V0 f ''' V0 v V0 i f v f V0 f V0 v V0 . 1. tornando difícil la adaptación de impedancias entre el detector y los audífonos a nivel de frecuencias de audio. Por ejemplo. Esto tiene un efecto profundo en la sensibilidad y la calidad tonal. No es de extrañarse. por tanto. es conveniente polarizar ligeramente en directo al diodo.V0) que incremente su sensibilidad y reduzca a la vez la distorsión armónica. que algunos experimentadores recurran a este “truco” para mejorar el comportamiento del detector diodo en la demodulación de pequeñas señales. Como ejemplo tomemos: I s 0. Obsérvese que se está utilizando un diodo Schottky de pequeña señal 1N5711.V0 donde e VT constituye un término de ganancia. En la Fig.99 cuando V0 100mVolts y 5.834 10 4 A Volt 2 El factor exponencial adopta valores: V0 VT e 32. Estas cifras nos dan una idea del orden de magnitud del aumento de sensibilidad del detector con la polarización en directo. Esta se calcula mediante la fórmula: -13- . La polarización en directo.74 si V0 50mVolts .026Volts Is 2 VT 2 2 1.5. Este dispositivo en particular posee coeficientes a1 y a2 en la expansión de Taylor respectiva inadecuados para una detección AM de baja distorsión. por otro lado. escogiendo un punto de operación (I0.3A 1. la resistencia dinámica de este diodo es muy elevada en el punto de cruce por cero de su característica i-v. reduce la resistencia dinámica. En ese sentido.1 VT 0.1 se muestra un receptor típico “a cristal” para ondas medias al que se le ha incorporado la mejora descrita. La polarización en directo. -14- . que es el valor de la resistencia de salida que presenta el diodo a frecuencias de modulación (audio). Esto perjudica la selectividad del circuito L-C de sintonía. En segundo lugar.99 cuando V0 =100mVolts.22uF/50V. bastará conectar una red R-C ecualizadora entre el diodo y el primario del transformador. Para ello. necesitamos en primer lugar un transformador que adapte la impedancia de carga de audio a unos 100kohms o 200kohms.74 si V0 = 50mVolts. Es claro que debemos minimizar las pérdidas de energía en el circuito. ya que el diodo extrae energía del tanque durante la detección. Para el diodo Schottky 1N5711 que nos ocupa. Estos últimos son dispositivos electro-magneto-mecánicos y necesitan potencia para convertir las señales eléctricas en sonido audible. y es la resistencia de carga que “ve” el circuito de sintonía para valores muy pequeños de amplitud de la portadora.1.2 ilustra lo que acabamos de comentar. y en consecuencia. Por supuesto. y en un factor 5. de eliminarse la polarización en directo habría que transformar la impedancia de los audífonos hacia unos 2Mohms. comportándose como una resistencia de carga a la frecuencia de la portadora. permite el ajuste de la resistencia dinámica para una adaptación óptima de impedancias entre el diodo y los audífonos. no debe excederse la polarización directa más allá del valor que elimine la distorsión en la señal de audio demodulada.5. la misma que puede consistir de un reóstato de 500kohms en paralelo con un capacitor de Mylar de 0. La Fig. situación que contribuiría a una distorsión adicional en la señal. debe procurarse hacer coincidir la amplitud de la componente DC de la corriente demodulada con el valor pico de la componente alterna. La adaptación de impedancias maximiza la transferencia de potencia del diodo hacia los audífonos. el volumen de sonido percibido. R0 adopta un valor típico de 2Mohms.V0 1 v VT VT e f ' V0 i IS que para el punto de cruce por cero de la característica nos da: R0 1 f 0 ' VT IS Vemos que la resistencia se reduce en un factor 32. Se ha encontrado que la red es especialmente útil cuando se reciben señales con intensidades medias a intensas. En ese sentido. a fin de evitar el corte diagonal de la onda de tensión en la carga. Por lo tanto. cuando es variable. mas no para las frecuencias de modulación (audio frecuencias). Probablemente las configuraciones favoritas del aficionado sean el detector de impedancia infinita y el receptor regenerativo. usualmente. En los dos casos.1. por lo que ambas funciones se realizan.7 ilustran sendos ejemplos para la recepción de las ondas medias entre 535kHz y 1605kHz. Los electrodos de salida en ambas configuraciones están a potencial de tierra para RF.6 Detector de impedancia infinita con BJT -15- . al interior de una misma etapa. el efecto de carga sobre el circuito tanque es muy ligero. Una característica notable de estos circuitos es que prescinden del diodo detector de envolvente.6 y 1. Las figuras 1. El primero es básicamente un seguidor de emisor o un seguidor de fuente (surtidor) en el que el elemento activo se encuentra polarizado muy cerca del corte.Detectores activos Los demoduladores activos de AM amplifican la potencia de la señal recibida por el receptor y simultáneamente detectan la información. donde las alinealidades del dispositivo son elevadas y la detección por ley cuadrática es bastante efectiva. El seguidor de emisor utiliza un BJT y el seguidor de fuente un JFET. Fig. Fig.9 muestra los gráficos i v para el caso del detector de impedancia infinita con BJT. El transformador deberá ser capaz de operar con estos niveles de impedancia.1. de 32ohms + 32 ohms (estéreo).6 y 1. por ejemplo.7 tienen una impedancia promedio de 12kohms a 30kohms a frecuencias de audio. La Fig. Si los audífonos disponibles fueran de baja impedancia.1. se deberán conectar los auriculares derecho e izquierdo en serie para totalizar 64ohms y emplear un transformador de audio del tipo de salida para elevar la impedancia de los audífonos a unos 10k~30kohms. la resistencia óhmica entre terminales suele estar entre 2kohms y 4kohms.1. valor más conveniente para su utilización en el receptor. la conexión se hará al emisor del transistor 2N3904 de la Fig.Fig-1. De elegirse esta opción.6.8 Adaptación de audífonos estéreo de 32ohms -16- . sin embargo. o al terminal de fuente (surtidor) del JFET de la Fig.7 (después de retirar la resistencia indicada como 2k~10kohms en el diagrama). Se les conoce como audífonos magnéticos de alta impedancia. 1.7 Detector de impedancia infinita con JFET Los audífonos magnéticos empleados en los circuitos de las figuras 1.8 ilustra cómo hacer las conexiones respectivas en el lado del transformador de audio y la Fig.1. 10 muestra un receptor regenerativo en la configuración Armstrong con un JFET como detector-amplificador. modificando la polarización de la etapa. Estos receptores cuentan con medios para el control de la realimentación positiva o regeneración. La Fig.Fig. llamada también reacción en la literatura técnica. Entre las topologías más populares empleadas para este propósito se encuentran las de los osciladores Armstrong. y con mandos para la sintonía de la señal. -17- . El ajuste de la regeneración en este caso se efectúa mayormente modificando la polarización del elemento activo.1. Colpitts. seguido de una etapa amplificadora de audio de alta ganancia. La topología Hartley utiliza un autotransformador para la realimentación de la señal y el control suave de la regeneración se lleva a cabo con la ayuda de un capacitor “throttle” o. hace uso de un arreglo capacitivo para producir los desfases de señal y transformación de impedancias necesarios para obtener una gran amplificación. en cambio. El circuito Armstrong emplea una bobina para realimentar señal desde la salida en fase con la entrada y un capacitor regulador o “throttle” para el control suave de la regeneración. El receptor Colpitts. usualmente se elige ajustar la tensión de alimentación DC del amplificador-detector. Cuando se opta por esto último.9 Gráficos i v en el detector de impedancia infinita con BJT Los receptores regenerativos trabajan bajo otro mecanismo. como en el caso anterior. Aprovechan la elevada ganancia de señal que se puede obtener de una etapa osciladora cuando la transmisión de lazo se ajusta ligeramente por debajo de la unidad. Hartley y sus variantes.1. 1. El “s-meter” muestra el nivel promedio de audio de la señal demodulada. -18- .Fig. El transistor detector-amplificador está seguido de una etapa de audio de alta ganancia y de un seudo indicador de sintonía que da una lectura relativa de la intensidad de la señal de radio recibida. La etapa detectora-amplificadora emplea un transistor bipolar en colector común que hace ' uso de la capacidad de entrada Cb e del transistor y del capacitor cerámico de alta estabilidad C2 de 10pF para formar la red capacitiva típica de la configuración.10 Receptor regenerativo tipo Armstrong para ondas medias – tomado del artículo técnico “The Modern Armstrong Regenerative Receiver” publicado por el autor en Enero del 2006 En la Fig. La regeneración se ajusta modificando la polarización de base del transistor de la primera etapa.1.11 se muestra un receptor regenerativo para ondas cortas tipo Colpitts. Las Figs.1. -19- .12 nos muestra el esquema de una configuración Hartley modificada.13 y 1. La Fig.1.11 Receptor regenerativo para ondas cortas tipo Colpitts – tomado del artículo técnico “Receptor Regenerativo para Ondas Cortas de Simple Diseño” publicado por el autor en Marzo del 2010 La configuración Colpitts no se emplea mucho para la recepción de las ondas medias debido a que es crítica la selección de las capacitancias cuando se desea cubrir toda la banda de 535kHz a 1605kHz y se muestra aquí solo a manera de ilustración y no como sugerencia para su utilización. diseñada para la recepción de ondas medias y en la cual el ajuste suave de la regeneración se lleva a cabo variando la amortiguación del circuito tanque de sintonía del receptor.14 nos ofrecen vistas del receptor prototipo del autor implementado correctamente en un “protoboard”.Fig.1. 13 Vista frontal a 30º del receptor Hartley modificado -20- .1.12 Receptor regenerativo para ondas medias tipo Hartley modificado – tomado de artículo técnico en preparación por el autor Fig.1.Fig. 1.V0) como: f '' V0 v V0 f ''' V0 v V0 i f v f V0 f V0 v V0 .14 Vista superior del receptor Hartley modificado En este punto... Sea vC la señal portadora modulada en amplitud (doble banda lateral con portadora o DSBC). a3 ... a1 .Fig.. en la forma: i a0 a1 v V0 a2 v V0 a3 v V0 .. 2 3 donde a0 . -21- . son constantes y v V0 es el voltaje de señal en el puerto de entrada del dispositivo no-lineal. a2 . sería interesante contar con un estudio más o menos general del mecanismo de la demodulación AM que se da en las etapas amplificadoras-detectoras basadas en JFETs.. Podemos empezar asumiendo que en el puerto de entrada del dispositivo activo existe una versión amplificada de la onda AM interceptada por la antena.. 2 6 2 3 ' o equivalentemente. Sin pérdida de generalidad podemos expresarla por: vC Ec 1 ma cos m t cos c t Sabemos que un detector de ley cuadrática con polarización puede ser descrito mediante la expansión polinómica de Taylor alrededor del punto de trabajo (I0. El capacitor CD establecerá un camino de baja impedancia a tierra para las componentes de frecuencia no deseadas de la corriente de drenador.15 Amplificador-detector con JFET en surtidor común y circuito equivalente de salida a radio frecuencias -22- . El dispositivo semiconductor está descrito por la ecuación clásica: v i D I DSS 1 GS VP 2 v I DSS 1 VP 2 v V0 I DSS 1 C VP 2 que puede re-escribirse como: 2 V V0 vC I DSS 1 0 i D I DSS 1 VP VP VP 2 V 21 0 VP 2 vC vC VP VP Fig. Deberá notarse que el capacitor CS pone el surtidor al potencial de tierra en lo que respecta a corrientes RF. ya que queremos que solamente las corrientes de modulación den lugar a un voltaje de señal a través de esta resistencia. V0 I DQ . mientras que v V0 v gs vC representa las variaciones del voltaje de control compuerta-surtidor.En el caso del amplificador-detector a JFET que se muestra más abajo.RS e I 0 I DQ .1. Más aún. deseamos impedir la circulación de corrientes de radio frecuencia a través de la resistencia de carga de salida RD. Despreciando la componente de distorsión del segundo armónico: I mod a2 EC ma 2 Luego: imod I mod cos m t Definamos ahora la transconductancia de detección Gm como: Gm I mod I a 2 EC ma DSS2 EC ma EC VP donde EC es la amplitud de la portadora sin modular y ma es el índice de modulación.1. a5 .16 para frecuencias de modulación. son cero... a4 .Con ayuda de la última expresión podemos verificar sin dificultad la equivalencia siguiente: V a 0 I DSS 1 0 VP a1 2 a2 I DSS VP 2 V0 1 VP I DSS VP 2 Los restantes coeficientes a3 . Podemos emplear los resultados del estudio del diodo semiconductor como demodulador AM de ley cuadrática para obtener una expresión para la amplitud de la corriente de señal demodulada a la salida del JFET.. Podemos escribir entonces: imod Gm EC cos m t Gm vmod Esta expresión sugiere el circuito equivalente de salida de la Fig. tal que: m Gm Rds -23- . También definimos aquí un factor de amplificación de detección m . 1. la resistencia de polarización y la resistencia dinámica de salida de drenador del JFET de la etapa detectora.17 se muestra la respuesta de amplitud en audio frecuencias del demodulador. existirá una frecuencia de corte superior de -3dB: fH 1 2RH C D donde RH RD // RIN // Rds (esta frecuencia no está mostrada en el gráfico). Debido al capacitor de desacoplo de RF de drenador CD. cuando tomamos en cuenta RD obtenemos: VD m EC RD RS RD Rds j R C 1 S S En la Fig. -24- . El factor de amplificación de detección m está relacionado linealmente con la amplitud EC de la portadora sin modular: m Gm Rds a 2 EC ma Rds I DSS VP 2 EC ma Rds Por lo tanto. RD y Rds son.16 Circuito equivalente de salida para frecuencias de modulación Resolviendo para i0 . RIN es la resistencia de entrada del amplificador de audio que sigue a la etapa detectora y que excita a los audífonos. Aquí. la respuesta en frecuencia del demodulador JFET mantiene su forma independientemente de los cambios de amplitud de la portadora sin modular.Fig.1. respectivamente. 17 Respuesta de amplitud en audio frecuencias del demodulador JFET Los valores asintóticos máximo y mínimo de la respuesta en audio frecuencia son. respectivamente: HM Hm m RD' Rds RD' m RD' Rds RD' RS donde RD' RD // RIN .1.Fig. El polo de la respuesta en audio frecuencia se obtiene de P RS C S 1 RS R Rds ' D como: fP 1 2RS C S R 1 ' S R R D ds -25- . El valor pico del voltaje de señal (después del amplificador de audio) está dado por: V0 AV H M EC donde AV es la ganancia de voltaje de señal del amplificador de audio. El factor de amplificación de detección m es: m I DSS VP 2 8 10 3 EC ma Rds 5 10 3 EC ma 1.005 mhos Rds 5k ohms VGSoff VP 6Volts I DSS 8mA El amplificador de audio que sigue a la etapa detectora tiene RIN 10k ohms y AV 2250 .830kHz 2 15k // 10k // 5k 10nF 2 2.73k 10nF donde los valores de los componentes han sido tomados del diagrama esquemático del receptor. La frecuencia de corte superior de -3dB es: fH 1 1 5.El cero de la respuesta en audio frecuencia se obtiene de: 0 RS CS 1 como: f0 1 2RS C S La frecuencia de corte inferior de -3dB se obtiene de: RS R C 1 ' Rds RD 2 L 2 S 2 S 2 RS 2 ' Rds RD Receptor Hartley-Modificado del autor El prototipo del autor emplea un JFET MPF102 con los siguientes parámetros: g m 0.11EC ma 36 -26- . 11EC 0. reply #17.5Hz 2 10k 82nF 15k // 10k 5k El cero de la respuesta en audio frecuencia es: f0 1 194. October 06.09 Hz 2 10k 82nF La frecuencia de corte inferior de -3dB se obtiene de: 2 10k 10k 2 1.25EC2 Volts El polo de la respuesta en audio frecuencia es: fP 1 10k 1 370.11EC 1.28 248Hz 2 10k 82nF La información que se ofrece a continuación proviene de “The Triode Emulator”. 2011 en: http://www.644 5k 6k 5k 6k L2 RS2 C S2 1 L RS CS 1.317 EC 5k 15k // 10k 10k 21 El valor pico del voltaje de señal (después del amplificador de audio) es: V0 2250H M EC 1361.diystompboxes.11EC 1. asumiendo ma 1 : 15k // 10k 6 H m 1.11EC 0. asumiendo ma 1 : 15k // 10k 6 H M 1.28 Finalmente: fL 1 1.msg808690#msg808690 -27- .El valor asintótico máximo de la respuesta de frecuencia en amplitud es.com/smfforum/index.php?topic=93889.605EC 5k 15k // 10k 11 El valor asintótico mínimo de la respuesta de frecuencia en amplitud es. Ed Oxner -28- . Un JFET con canal pequeño (short-channel JFET) tiene menor resistencia de salida. Puede ser bastante útil comparar curvas de salida que tengamos a la mano con las que ofrece Siliconix: From: Designing with Field-Effect Transistors. pero debido a que el mercado de los JFETs se encuentra estancado hace varios años. 2nd edition. Usualmente no podemos saber a qué tipo pertenece “nuestro” JFET. es válida solo para JFETs con canales muy largos (long-channel JFETs). Allá por 1980 aún se encontraba información al respecto en las hojas de datos de los transistores. Estos tipos de transistores son populares en circuitos de RF donde las cargas son de baja impedancia y el tener ganancia es esencial. no existe prácticamente nueva data hoy en día. pero también ganancias más elevadas con cargas de baja impedancia.La ecuación básica que gobierna el comportamiento de un JFET cuando VDS VP VGS (régimen de saturación). Siliconix Inc. Algunos JFETs manufacturados poseen canales suficientemente largos como para seguir de cerca la ecuación clásica. ni tampoco mucha de la antigua. Este tipo de antena posee excelente sensibilidad y propiedades direccionales que ayudan al rechazo de señales interferentes. El reforzamiento de la señal en una habitación mediante el tendido de un alambre de antena no es una solución adecuada al problema. y con mayor razón actualmente. y la referencia es que la longitud total de alambre empleado para construir la antena de cuadro debe ser menor que 0. “Q” es el factor de mérito de la bobina que forma el cuadro. cuyo nivel de interferencia es muy alto en la banda citada. Antenas para recepción de señales AM en interiores Los edificios de concreto armado y ladrillo afectan en mayor o menor grado la recepción de señales AM de onda media al interior de ellos.Como comentario final mencionaremos que con la reacción correctamente ajustada y el punto de trabajo del detector-amplificador en una zona adecuada de su característica no lineal. tornando innecesaria la utilización de un diodo detector externo. El problema con esta conexión era que si se cortocircuitaba el capacitor se podía ocasionar un daño permanente al equipo o electrocutar al operador. dada la proliferación de equipos digitales de uso doméstico. L es su inductancia y Rpérdidas son las pérdidas resistivas totales en DC y AC. Lo usual es que el cuadro esté sintonizado. Los cuadros a los que nos referimos son pequeños frente a una longitud de onda. esto último debido al efecto pelicular o “skin effect” del conductor de cobre y a las pérdidas por efecto de proximidad o “proximity -29- . La antena-red consistía en uno de los terminales de un tomacorriente de la red de 220VAC – 60Hz unido al circuito de antena del receptor mediante un capacitor de buena calidad de 0. la señal AM es amplificada convenientemente y demodulada por el circuito. y entonces a resonancia se tendrá en bornes un voltaje “Q” veces mayor que el que existe en vacío entre terminales. La señal así seleccionada es acoplada luego a la etapa de entrada del receptor. ya que el nivel de ruido generalmente es elevado dentro de una casa o edificio. Dos décadas atrás se podía emplear la conexión de antena-red cuando el receptor contaba con el conector para una antena externa. Este último bloqueaba los 60Hz de la red de alumbrado público y permitía el paso de las señales de radio presentes en la malla pública. Estas antenas pueden tener forma circular. de ser el caso. es decir: Q 2fL R pérdidas donde f es la frecuencia a la que se sintoniza la antena.01µF a 600 o 1000 Volts. cuadrada. con girar horizontalmente el receptor buscando eliminar o reducir la interferencia y volver a afinar la sintonía.15λ. la misma que consiste en una bobina captadora rectangular de unos 20cm x 10cm arrollada al aire y adosada al panel posterior de plástico o baquelita del receptor. rectangular. Basta. hexagonal u octogonal. Esta es sintonizada a la frecuencia deseada por un capacitor variable. La solución eficiente al problema de la recepción de señales débiles en interiores es utilizar una antena de cuadro. alrededor de un núcleo cilíndrico de 4” (10. El alambre de Litz se ha diseñado para reducir las pérdidas por efecto pelicular o skin.18 Esquema básico de la antena de cuadro Antenas de cuadro de ferrita La industria emplea materiales ferrimagnéticos cerámicos en la fabricación de núcleos con alta permeabilidad magnética para bobinas y transformadores de RF. Fig. Este tipo de alambre permite obtener valores de “Q” mucho más elevados que los obtenidos con alambre de cobre sólido esmaltado (600 ~ 800 frente a 80 ~200) en el rango de frecuencias 540kHz ~ 1700kHz.1. conocidos como antenas de ferrita. por ejemplo 40/44 (con diámetro similar al AWG #24) o 15/44 (con diámetro similar al AWG #29). de aproximadamente 1cm de diámetro y 5cm de longitud.1. Para altos valores de “Q” debe cumplirse lo indicado en la Fig. Empleando el FEMM (ver más abajo) se ha logrado el diseño de una bobina óptima con núcleo de ferrita utilizando alambre de Litz 125/46 (equivalente en diámetro al AWG #25) y una longitud de devanado de 1.5” (3. poseen la directividad de un cuadro devanado al aire con una altura efectiva he de varios metros.effect” entre espiras y que son función de la frecuencia. En la Fig. Los núcleos de ferrita se fabrican con secciones rectangulares o cilíndricas y con materiales como Mn-Zn y Ni-Zn de alto μ. La notación 40/44 significa 40 filamentos de cobre esmaltado de calibre AWG #44.1.27cm) de diámetro. El cuadro de ferrita se construye con alambre de cobre esmaltado AWG #26 ~ #30 o empleando alambre de Litz. la bobina se devana espaciadamente con un diámetro de alambre como espacio intervuelta.18 se ilustra la conexión básica del cuadro a la etapa de entrada del receptor. Estos dispositivos. y ½” (1.16cm) de longitud. -30- .19. considerando como material del núcleo ferrite 61. Esta tecnología ha permitido la construcción de antenas de cuadro compactas para uso en onda media. El devanado espaciado disminuye las pérdidas por efecto de proximidad. Si se emplea alambre de Litz. la bobina se devana a espiras juntas. Cuando se emplea alambre esmaltado unifilar.81cm). html -El flujo magnético alrededor del conductor del solenoide no es uniforme a lo largo de la longitud de este. conjunto de programas para la solución de problemas en magnetismo y electrostática en dos dimensiones. Es mayor a los extremos que a lo largo de su parte central. hacer un devanado espaciado para reducir así las pérdidas por proximidad. -Incrementando la relación Ls/φdevanado se reduce el porcentaje del flujo total que penetra al cobre y se reducen las pérdidas resistivas en este último. especialmente en los dos extremos del devanado.19 Relaciones entre dimensiones para bobinas con óptimo “Q” Recomendaciones para un óptimo “Q” Los enunciados que siguen son la consecuencia de un estudio realizado empleando FEMM Finite Element Method Magnetics.Fig.1. -El aumento de la resistencia serie del solenoide reduce el “Q”. pero más en el extremo superior.com/xtalset/29MxQFL/29MxQFL. especialmente en el extremo bajo de la banda. Una manga de baja pérdida y baja constante dieléctrica puede emplearse para aislar las partes de alta impedancia del solenoide del núcleo. -El efecto de proximidad y el efecto “skin” aumentan la resistencia RF del conductor en el extremo superior de la banda más que en el inferior. comparado al extremo superior. reduciéndose aún más las pérdidas resistivas.bentongue. -La cantidad de campo eléctrico que penetra al núcleo es importante. dado que ωL es mínima allí (si fuese el caso que Rserie es constante con la frecuencia). -31- . Si se emplea alambre sólido esmaltado. El uso de alambre de Litz reduce las pérdidas a través de toda la banda. Referencia: http://www. especialmente en el extremo superior de la banda de onda media. -Incrementando Lr/Ls se reduce el porcentaje del flujo total que penetra al cobre. y de diseño coplanar o planar paralelo. Su funcionamiento es diferente al de las antenas de cuadro de gran tamaño. La performance de estas antenas es menor que el de otras tales como el dipolo de media onda. tales como la bi-cuadrada o antena “Quad”.20 Arrollamiento coplanar y planar paralelo del cuadro La Fig. en dirección perpendicular al plano de la antena. Los usos principales de estas antenas se encuentran en las bandas de VLF.1. El cuadro puede ser mono-vuelta o multivuelta.1. como indica la Fig. Se observa que el máximo de la respuesta se encuentra en el plano del cuadro y los nulos.1.20.21 muestra el patrón de recepción polar de la antena de cuadro. es decir. pero sus “nulos” extremadamente agudos y amplios “máximos” la vuelven la antena preferida para el trabajo en bandas muy saturadas. MF y HF hasta unos 8 MHz. Fig. a 90º. Los cuadros pequeños se emplean en radiogoniometría (radio direction finding) y en trabajo DX para recibir estaciones débiles en la presencia de emisoras interferentes potentes. muy agudos. -32- . aunque existen diseños para la porción superior del espectro HF de onda corta y unos cuantos para las bandas de VHF.Principio de funcionamiento de la antena de cuadro pequeña Las antenas de cuadro pequeñas se definen como aquellas que hacen uso de una longitud total de alambre inferior a 0.15 longitudes de onda. by Joseph J.Fig. al multiplicarse por el “Q” del circuito sintonizado: -33- . Editorial McGraw-Hill. Fourth Edition.21 Patrón de respuesta polar de la antena de cuadro – adaptado del libro “Practical Antenna Handbook”. Carr. Sintonía del cuadro Al sintonizar la antena de cuadro con un capacitor el voltaje de salida se incrementará sustancialmente.1. 2001 Altura efectiva de una antena de cuadro La altura efectiva de una antena de cuadro pequeña compara el voltaje de salida de la antena con el de una vertical equivalente construida con el mismo tipo de alambre: he 2NA = Voltaje de Salida / Amplitud del Campo Eléctrico El cálculo toma en cuenta la componente del campo eléctrico paralelo al plano del cuadro y una incidencia de la onda electromagnética en la dirección de máxima sensibilidad. vegetación. El vector n denota a un vector unitario normal a da . la permeabilidad del vacío. El flujo magnético total. atravesando un área es la densidad de flujo integrada sobre el área. Dejaremos que 0 . es la permeabilidad magnética del medio. Cuando múltiples vueltas están en serie. en voltios-seg. φ. expresada en Henrios / metro. el análogo a la permitividad eléctrica . Esta asunción está bien justificada para cuadros con núcleo de aire rodeados por medios nomagnéticos.V0 QVo ' 2NAE f Q cos donde es el ángulo entre la dirección de llegada de la onda electromagnética y el plano del cuadro. VN d dt -34- …(3) . tierra.1. incluyendo aire. Tenemos: B H …(1) . El flujo es proporcional al campo aplicado. agua. expresada en amperios / metro produce una densidad de flujo magnético. etc. el elemento de la superficie sobre el cual se integra. expresada en voltios-seg / m2. el voltaje total es la suma del de las vueltas individuales. H. B.22 Cuadro y dirección de llegada de la onda electromagnética Voltaje inducido en el cuadro La intensidad de campo magnético. Entonces: B n da …(2) El voltaje alrededor de una línea cerrada o lazo es proporcional a la tasa de cambio de la cantidad de flujo atravesando el lazo. Fig. La mayoría del cálculo ya está resuelto.1) A donde θ es el ángulo entre el vector H y el eje del cuadro. como magnitud de la señal. podemos sacar H fuera de la integral y expresar esta última como: H n da H cos da …(4. Entonces: V 0 NA cos d H dt …(5) pues la integral se convierte simplemente en el área del cuadro. pero resta la diferenciación en el tiempo de |H|. La componente vectorial normal del campo H es integrada sobre el área del lazo. en los terminales del lazo o cuadro: V 2 0 NAH 0 f cos -35- …(9) . Podemos reducirlo a simple álgebra examinando una componente discreta en frecuencia de |H|: H H 0 sent …(6) que transforma la ecuación (5) en: V 0 NA cos d H 0 sent dt …(7) Por lo tanto: V 0 NA cos H 0 cos t …(8) Obtenemos entonces el voltaje. y diferenciada en el tiempo: V 0 N d H n da …(4) dt A Cuando el campo H es uniforme sobre un cuadro plano. Combinando estas tres ecuaciones podemos obtener una expresión para el voltaje entre terminales de un lazo de alambre multivuelta (cuadro multivuelta).Nótese a partir de (3) que un lazo inmóvil en un campo constante DC no produce voltaje alguno. que físicamente es el producto del área sostenida por el cuadro y el número de vueltas. Maximizando la apertura efectiva Ae Para máxima sensitividad necesitamos máxima Ae. igual lo hace el voltaje en terminales. Podemos tratar de incrementar µ por encima de µ0 empleando un núcleo de ferrita en vez del vacío. pero limitaciones prácticas determinan la apertura efectiva que podemos alcanzar.donde: 2 0 es una constante N es el número de vueltas A es el área del cuadro en m 2 H 0 es el campo magnético aplicado en Amp / m f es la frecuencia en Hz cos es el cos eno del ángulo entre el eje del lazo y el campo magnético vectorial H La persistente presencia del producto NA es un término en la fórmula que describe características del cuadro en sí. Para un cuadro circular la longitud de alambre y el área del lazo son: l Nd A d 2 4 -36- …(11) …(12) . Nuestro único recurso es incrementar la apertura efectiva Ae. la apertura efectiva “Ae”. Esto sugiere una figura de mérito para las antenas de cuadro. pero se torna impráctico con grandes áreas de cuadro.89 x10 6 Ae es la apertura efectiva del cuadro en m 2 f es la frecuencia en Hz 0 4 x 10 7 N Amp 2 La expresión (10) muestra claramente el problema de los cuadros a bajas frecuencias: conforme f se aproxima a cero. Ahora podemos expresar la sensitividad del cuadro a lo largo (o en la dirección) del eje de máxima sensitividad como el voltaje entre terminales dividido por el campo magnético aplicado: V 2 0 fAe H0 …(10) donde: V es el voltaje de salida por unidad de int ensidad de campo magnético H0 2 0 es una cons tan te 7. -Para un diámetro d del cuadro fijo: “La sensitividad aumenta con el número de vueltas N y con la longitud l del alambre”. escoger la máxima área posible de obtener para el cuadro. Entonces tendríamos que: -Para un número de vueltas N fijo: “La sensitividad aumenta con el cuadrado del diámetro d del cuadro y con la longitud l del alambre”. -Para una longitud l de alambre fija: “La sensitividad aumenta con el diámetro d del cuadro”. -37- . “Emplear la mayor cantidad de alambre que se pueda”. En conclusión: “Mejor es aumentar el tamaño del cuadro que el número de vueltas”.Ae NA ld 4 …(13) donde: N es el número de vueltas d es el diámetro del cuadro π es una constante Para máxima sensitividad. 016 2.006 1. K3 y K4 son factores descritos en la tabla I ln es el logaritmo natural Tabla I Geometría Cuadro K1 K2 K3 K4 Cuadrado 0.75143 0.65533 0.00 0.008 1. K2.65533 0.0715 Triangular 0.1348 Octogonal 0.613 0.012 2.1547 0.3333 Hexagonal 0.37942 0.4142 0.Fórmula para la inductancia del cuadro planar-paralelo con diversas geometrías K AN K N 1B K 3 4 LH K1 N 2 Aln 2 AN N 1B …(14) donde: LµH es la inductancia de la antena A es la longitud del lado del cuadro en centímetros B es la profundidad del cuadro en centímetros N es el número de espiras de la antena K1.1348 Capacitancia para resonar al cuadro: C pF 1018 4 2 f 2 LH …(15) donde: CpF es la capacitancia necesaria para resonar al cuadro en pF f es la frecuencia de resonancia en Hz LµH es la inductancia del cuadro en µH -38- . Para ello.1). Entonces: El Coeficiente Complejo de Reflexión de Voltaje Γ(z) en un punto cualquiera z de la línea de transmisión está dado por z V V z z V e j z V j 2 z e V e jz V Fig. la que en términos más generales podría ser una cantidad compleja ZL (Fig. considérese una línea con impedancia característica Z0 y longitud L conduciendo energía de radio frecuencia desde una fuente de señal hacia una carga RL. Asumamos las condiciones del circuito en estado estacionario. El Voltaje y Corriente Totales en el punto z de la línea es V z V e jz 1 z V I z e jz 1 z Z0 La Impedancia de Entrada de la Línea en el punto z es Z IN V z I z Z0 1 z 1 z -39- Z0 1 L e j 2 zL 1 L e j 2 zL .2.Capítulo 2 Líneas de Transmisión La Línea de Transmisión en Radiofrecuencias Repasaremos algunos conceptos sobre las líneas de transmisión tal como se emplean a frecuencias de radio.2.1 Esquema de una línea de transmisión. una carga adaptada da lugar a ΓL = 0 y VSWR = 1. El mínimo de voltaje corresponde al punto de la línea donde las ondas están desfasadas 180º. Podemos encontrar también la potencia media entregada hacia la derecha de cualquier posición z en la línea: PAV z 1 * Re V z I z 2 donde V(z) e I*(z) están en valores pico y el asterisco denota al complejo conjugado de I(z). Luego. es decir. indicando una variación extrema del voltaje y la corriente a lo largo de la línea. ΓL = -1 y para ZL = infinito (un circuito abierto en la carga). Es claro que el máximo y el mínimo ocurren en puntos diferentes a lo largo de la línea de transmisión.Es fácil comprobar a partir de la definición de ZIN en términos de Z0 y Γ(z) que el Coeficiente de Reflexión en la Carga es: L ZLZ0 ZL Z0 En el punto z se cumple pues que z L e j 2 z L donde L es la longitud de la línea de transmisión. Entonces. Un criterio cuantitativo para medir la cercanía a la condición de adaptación perfecta de la carga a la línea es la Relación de Voltaje de Onda Estacionaria—ROEV o VSWR (en inglés)--. Por otro lado. la Relación de Onda Estacionaria de Voltaje está limitada a los valores 1 VSWR -40- . El máximo de voltaje ocurre en aquel punto de la línea donde las ondas incidente y reflejada se encuentran en fase. en ambos casos el VSWR tiende al infinito. que se define como la razón de la magnitud del máximo de voltaje en la línea a la magnitud del mínimo de voltaje en ella. V z VSWR 1 L max V z 1 L min obtenido a partir de la expresión del voltaje total en el punto z de la línea. Para ZL = 0 + j0 (un cortocircuito en la carga). ΓL = 1. Cu son la Resistencia. Inductancia. En general: Z0 Ru jLu Gu jCu -41- .El VSWR también puede expresarse como: 1 VSWR 1 Z L Z0 Z L Z0 ZL Z0 Z L Z0 Z L Z0 Z L Z0 Z L Z0 Z L Z0 Para el caso particular en el que las impedancias característica Z0 y de carga ZL sean resistivas puras. Conductancia y Capacidad por unidad de longitud de la línea de transmisión. Si se cumple Lu Ru y Cu Gu entonces j Lu Cu Lu Cu Z 0 Cu Z0 Lu Cu donde Z0 es la Impedancia Característica de la línea de transmisión. Gu . la expresión de VSWR queda de la siguiente manera: VSWR ZL Z0 VSWR Z0 ZL si ZL > Z0 si ZL< Z0 Constantes de la línea Si Ru . la Constante de Propagación viene dada por Ru jLu Gu jCu la cual es una cantidad compleja j donde es la Constante de Atenuación en Nepers/metro y es la Constante de Fase en radianes/metro. Lu . La velocidad de propagación de las ondas en la línea es v un cable coaxial la energía viaja a una velocidad v v0 r r 1 . -En general.1 y r 1. -Si Z0 es resistiva y la carga ZL está adaptada a la línea. se vuelve a encontrar idéntica ZIN. r son la permitividad y la permeabilidad relativas del dieléctrico del cable coaxial (teflón en este caso. entonces ZIN = ZL = Z0. para una línea con pérdidas: Z IN Z L Z 0 tanh L Z0 Z 0 Z L tanh L donde ZIN = impedancia mirando hacia la línea.0 ). donde v0 3 108 m / seg y r . Entonces. y en el interior de Lu Cu . Propiedades de la Línea de Transmisión -La impedancia ZIN “mirando” hacia una línea de transmisión es la impedancia que presenta a la fuente la combinación ZL – Línea de Transmisión. en ohmios ZL = impedancia de carga en ohmios Z0 = impedancia característica de la línea en ohmios L = longitud de la línea en metros = constante de propagación en Nepers/metro -Para una línea sin pérdidas o de muy baja pérdida: Z IN Z L jZ 0 tan L Z0 Z 0 j Z L tan L -Al avanzar λ/2 a lo largo de la línea. para líneas de transmisión sin pérdidas y de longitud λ/2 o múltiplos de λ/2: Z IN ZL Z0 ZL Z0 -42- . con r 2. hacia el generador. Valores menores de L producirán valores más pequeños para X. entonces por la propiedad enunciada en el párrafo anterior: Z 0 Z IN Z L Esta sería la impedancia característica de la sección de línea adaptadora de impedancias o transformador de λ/4. en consecuencia. Así. -Nodos y antinodos en la línea de transmisión Cuando una línea no está adaptada a su carga. La Fig. parte de la energía es absorbida por esta última y el resto es reflejado hacia atrás.2 ilustra este fenómeno.2. -La línea de transmisión como una reactancia: Empleando la expresión para la impedancia de entrada de una línea sin pérdidas y con un cortocircuito en la carga (ZL = 0) tenemos que Z IN Z 0 jZ 0 tan L jZ 0 tan L Z0 La impedancia ZIN es una reactancia Z = jX. Es posible obtener virtualmente cualquier reactancia (dentro de ciertos límites prácticos) ajustando la longitud de la línea y cortocircuitando el extremo de la carga. -43- . La interferencia entre las ondas directa y reflejada crea las ondas estacionarias en la línea de transmisión.-Para líneas sin pérdidas de longitud λ/4 ((stubs) o múltiplos impares de λ/4 se cumple que: L 2 x 4 2 tan L tan 2 Luego: Z IN Z 0 jZ 0 tan L j Z L tan L Z0 2 ZL Si se desea una impedancia de entrada ZIN dada ZL resistiva. ZIN → ∞. si L = λ/4 entonces tan βL = tan (π/2) → ∞ y. -44- . uno de los cuales es un sistema de coordenadas polares cuyo origen es el propio centro del diagrama. by Joseph J.Fig. En el primer grupo de círculos la distancia radial representa la magnitud del factor de reflexión Γ. y la distancia angular su ángulo Φ de fase. El otro grupo está conformado por dos conjuntos de círculos. Los valores de |Γ| varían entre 0 y 1. 2001 ________________________________ Funciones Hiperbólicas Seno Hiperbólico senhx e x ex 2 Coseno Hiperbólico cosh x e x ex 2 Tangente Hiperbólica tanhx senhx e x e x cosh x e x e x Ecuación Fundamental cosh 2 x senh 2 x 1 Duplicación del Argumento cosh2 x cosh 2 x senh 2 x senh2 x 2 senhx coshx El Ábaco. Carta o Diagrama de Smith Consiste de dos grupos de círculos. ortogonales entre sí. Editorial McGraw-Hill. Fourth Edition. mientras que Φ varía entre 0 y 180º. Normalmente no se indican estas coordenadas -45- .2 Ondas estacionarias en una línea de transmisión – adaptado del libro “Practical Antenna Handbook”. Carr.2. para evitar sobrecargar el diagrama. En la Fig.2.3 se han trazado círculos a manera de ilustración. Estos representan también valores de VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) o ROE (Relación de Onda Estacionaria), y se llaman a veces círculos VSWR. Fig.2.3 Círculos VSWR El segundo grupo de círculos (Fig.2.4) perpendiculares entre sí, representan las componentes resistiva y reactiva de la impedancia, en valores normalizados, los cuales vienen dados por: r R Z0 x X Z0 Donde R y X son los valores que realmente se miden, y r y x los valores normalizados que se obtienen dividiendo los anteriores por la impedancia característica Z0 de la línea. Tanto r como x varían entre 0 e , correspondiendo el círculo más externo del diagrama al valor de r = 0. Los centros de estos círculos se encuentran sobre dos líneas perpendiculares y todos los círculos pasan por el punto . Los círculos de resistencia se dibujan completos, mientras que de los de reactancia sólo una parte aparece en el diagrama. La intersección de un círculo de reactancia y uno de resistencia da un punto de impedancia z normalizada y la inversión, con respecto al centro, da la admitancia normalizada y. Luego: z Z r jx Z0 -46- o también: y Y g jb Y0 La construcción de estos círculos ortogonales puede hacerse considerando cualquier impedancia de carga ZR. La impedancia normalizada viene dada por: z ZR 1 r jx Z0 1 Puesto que Γ es complejo, tenemos también que: a jb z 1 a jb r jx 1 a jb Luego: r jx 1 a jb 1 a 2 b 2 2 jb 1 a jb 1 a 2 b 2 o, separando componentes: r x 1 a2 b2 1 a 2 b 2 2b 1 a 2 b 2 Completando cuadrados podemos llegar a: 2 r 1 2 a r 1 b r 12 2 a 1 b 1 12 x x 2 La primera ecuación representa un grupo de círculos de resistencia de centro [r/(r+1),0] y radio 1/(r+1). La segunda ecuación representa un grupo de círculos de reactancia con centro en (1,1/x) y radio 1/x. El lugar geométrico que estos círculos representan acomoda los extremos del radio vector Γ. El círculo más externo del diagrama de Smith se gradúa en longitudes de onda a lo largo de su perímetro, de 0 a 0.5 λ hacia el generador y de 0 a 0.5 λ hacia la carga. Sólo se -47- gradúa media longitud de onda porque la onda estacionaria se repite a intervalos de λ/2. La Fig.2.5 muestra la Carta de Smith completa. Fig.2.4 Círculos de resistencia y reactancia normalizadas Ejemplos básicos Impedancia de carga Sea una impedancia 50 + j100 Ω y una línea de transmisión de 50 Ω. 1. Normalizando ZR tenemos z R 50 j100 1 j 2 . 50 2. Colocamos el diagrama con el diámetro central horizontal y el punto cero a la izquierda. A partir de r = 0 a lo largo del diámetro central nos desplazamos hacia el punto r = 1.0, hacia la derecha. 3. Seguimos el círculo de resistencia que pasa por el punto 1.0 en dirección hacia arriba. 4. Señalamos el punto en que se cruza con el círculo j2.0 de reactancia. El punto de intersección es z = 1.0 + j2.0 Coeficiente VSWR Sea la impedancia de carga 100 – j50 Ω y consideremos una línea de 50 Ω. Encontrar el VSWR. -48- Normalizamos ZR. Coeficiente de reflexión Sea la impedancia de carga 100 + j75 Ω y la línea de 50 Ω. Luego. 3. 5. Esto nos da un valor de 2. -49- . 4. obteniendo z R 100 j 75 2 j1. La relación entre el radio más pequeño y el mayor es 0. 0.6 para el VSWR.1. 3. Normalizamos ZR obteniendo z R 100 j50 2 j . Trazamos el círculo VSWR que pasa por z R y leemos un VSWR de 3.5 .0 que pase por el punto z R . Representamos el punto en el diagrama.53530 . Obtenemos a partir de s 1 el valor s 1 0. 4.535 . Leemos Φ = 30º.3” y graduar también el radio del círculo unidad. 50 2. 50 2. Leemos el punto de intersección del círculo con el diámetro horizontal. Trazamos un círculo con centro en el punto 1. 6.3. a la derecha del centro del diagrama. Trazamos una línea radial entre el centro del diagrama y z R hasta cortar el círculo de ángulo de fase. Encuéntrese el coeficiente de reflexión.535 . 1. Representamos el punto z R . Otra manera de obtener esto último es graduar el radio del círculo VSWR a partir del punto “3. 5 La Carta de Smith -50- .Fig.2. Todo esto hace que deba considerarse acortar en un 5% la longitud eléctrica teórica. La distancia donde se confunden los campos cercano y lejano. También. se toma como aquella donde el error de fase es λ/16 o 22. es aparente que a una cierta distancia menor la superficie esférica no es más percibida como plana por la antena de recepción. La longitud física y teórica (eléctrica) usualmente no coinciden debido a razones como el factor de velocidad en la antena (función del diámetro del alambre) y la capacidad a tierra desde los extremos de la antena.Capítulo 3 Antenas para Frecuencias Elevadas (HF) Distancia al Campo Lejano La radiación electromagnética se expande esféricamente y la densidad de potencia a una gran distancia R de la antena transmisora es: PD Pt G t 4R 2 donde Pt es la potencia transmitida y Gt es la ganacia de la antena. por haber sido el pionero Heinrich Hertz quien reportó un uso extensivo de esta antena en sus primeros experimentos. Cuando la distancia es grande. Esta antena es una estructura balanceada que consiste de dos radiadores de ¼ de longitud de onda dispuestos colinealmente y usualmente de manera horizontal. La impedancia de la antena dipolo de λ/2 a resonancia es de unos 73 + j0 ohms y la longitud física de la antena es pues un tanto más corta que el valor que arroja la fórmula -51- . Luego: R ff 2D 2 donde λ es la longitud de onda y D es la mayor dimensión de la antena transmisora. Por esta razón.5º eléctricos. Rff . de manera que irradia una onda con polarización también horizontal. en la dirección con ganancia Gt. El dipolo de λ/2 La antena dipolo de λ/2 o “doublet” es conocida también como “antena Hertz”. Las distancias a las cuales la aproximación del frente de onda plano y rayos paralelos deja de tener validez pertenecen a la zona del campo cercano. el frente de onda del campo lejano se considera plano y los rayos aproximadamente paralelos. la superficie esférica de densidad de potencia uniforme aparece como plana ante una antena de recepción que sea muy pequeña comparada con la superficie de la esfera. La longitud de la antena es media longitud de onda. 3. su estructura desbalanceada producirá deformaciones en el patrón de radiación de la antena.3. y cuando se toma en cuenta la altura de un dipolo ideal sobre el terreno se obtienen unas curvas similares a la que se ilustra en la Fig. Se observa que la resistencia de radiación de la antena aumenta rápidamente con la altura sobre el terreno entre cero y los 3λ/8. Ver texto. Bastarán dos o tres vueltas de cable. En estos casos es una buena práctica la utilización de un balún 1:1 entre la línea y la antena. Si bien la impedancia característica de la línea se acomoda bastante bien a la impedancia del dipolo. En el cable habrán dos modos de operación. -52- .2 podemos ver la distribución de amplitudes del voltaje y corriente en la antena dipolo de media onda así como el gráfico de la impedancia en el punto de alimentación a lo largo de ella.1 Antena dipolo de ½ onda – adoptada del libro “Practical Antenna Handbook”. son populares los esquemas de alimentación desde un extremo de la antena. ya que teóricamente puede alimentarse una antena dipolo de λ/2 en cualquier punto a lo largo de ella.Nótese que no lleva un “balún” entre la línea de transmisión y el punto de alimentación. 2001. que es una estructura balanceada. por la interacción de estructuras circundantes a la antena con el campo radiado por la superficie exterior del cable coaxial.3. el modo línea de transmisión (el deseado) y el modo de radiación o de antena. Al respecto.L 2 150 en metros f MHz La Fig. Editorial McGrawHill.3. como se dijo. Este último surge a raiz de haberse roto el equilibrio balanceado-balanceado. Carr. En la Fig. Fourth Edition. La figura ha sido adoptada también del excelente texto “Practical Antenna Handbook”. 2001. by Joseph J.1 nos muestra el esquema de una antena dipolo de λ/2 alimentada desde una línea de transmisión coaxial de 75 ohms. También se puede arrollar el cable coaxial en una circunferencia de unos 20 a 25 cm de diámetro cerca al punto de alimentación para implementar un “choque” de fuerza bruta en ese punto y atenuar fuertemente las corrientes que pudieran circular por la superficie exterior del cable. Fig. Carr. Editorial McGraw-Hill. by Joseph J.3. La impedancia de espacio libre del dipolo es de unos 73 ohms. Fourth Edition. toma de alta impedancia y de alrededor de 2500 ohmios en la práctica. -53- .Fig. Editorial McGraw-Hill. Carr.3.4. 2001 El efecto de la circunferencia del conductor que forma los brazos de la antena en la velocidad del impulso eléctrico en la misma se puede observar en la Fig. Conductores más gruesos reducen la velocidad de las ondas de voltaje y corriente en la antena comparada a la que existe en el espacio libre.3.3.3 Variación de la resistencia de radiación de la antena con la altura sobre el terreno – adoptado del libro “Practical Antenna Handbook”. by Joseph J. Fourth Edition.2 Gráfico de amplitudes de las ondas estacionarias de voltaje y corriente en la antena y de la variación de la impedancia de alimentación a lo largo de ella Fig. by Joseph J.Fig. Editorial McGraw-Hill. Carr.4 Efecto de la circunferencia del conductor que forma los brazos del dipolo de λ/2 en la velocidad de onda en la antena – adoptado del libro “Practical Antenna Handbook”.3. Editorial McGraw-Hill.3.3.5 Diagramas de radiación del dipolo de λ/2 en el espacio libre – adoptado del libro “Practical Antenna Handbook”.5. Fig. 2001 El patrón de radiación de un dipolo de media onda en el espacio libre se ilustra en la Fig. Carr. Fourth Edition. uno perpendicular a la antena pasando por su centro y el otro coincidente con el eje de la antena (diagrama de “ocho”). by Joseph J. 2001 -54- . en dos planos. Fourth Edition. donde la radiación toma lugar. y la corriente es la responsable de la radiación. -55- . Un balún 1:1 puede mejorar el comportamiento de la antena. Ver Fig. aunque lo usual es que se fije en 120º. La impedancia de alimentación es alrededor de 50 ohmios resistiva a resonancia.3. un mástil o una torre. Esto es así porque al doblar los brazos hacia abajo la frecuencia de resonancia se ve reducida. Fig. El ángulo entre los alambres de la antena en V-invertida requiere ser mayor que 90º. La parte central de la antena se encuentra arriba. El patrón de radiación es casi omnidireccional y posee algo de ganancia direccional con respecto al dipolo de λ/2 horizontal. la que en este caso debe tener una longitud física un 6% menor que la del dipolo horizontal ideal.3.6 abajo. a los lados del vértice. La configuración permite un ahorro de espacio comparado al dipolo horizontal.6 Antena dipolo en V-invertida Esta configuración trabaja bien porque la corriente está concentrada en los 2/3 superiores de la antena.El dipolo en V-invertida Esta configuración emplea un dipolo resonante de λ/2 con un soporte en el centro y los extremos estirados hacia abajo. Los extremos de esta antena tienen muy poca corriente en ellos y no interesa si están cerca al suelo. dirigidos hacia el suelo. Los extremos del dipolo tienen voltajes elevados en RF y necesitan estar por lo menos 3 metros por encima del suelo por seguridad para los humanos y animales domésticos. El soporte único puede ser un árbol. Supóngase que un voltaje V se aplica a través de los terminales de la antena. Para longitudes resonantes las corrientes en los brazos verticales son iguales.3. El punto de alimentación es al centro de uno de los lados.3. Thiele. John Wiley and Sons.La antena dipolo doblado El presente estudio está basado en la obra “Antenna Theory and Design” de los autores Warren L.7 Fig. El resultado de esto es que el modo de antena tiene una corriente de entrada que es la mitad de la de un dipolo común en resonancia. 1981. En el modo de antena los campos debidos a las corrientes en cada sección vertical se refuerzan en el campo lejano debido a que apuntan en direcciones similares.7 Antena dipolo doblado y modos de corriente en la antena a) modo línea de transmisión b) modo de antena Las corrientes en el modo línea de transmisión tienen campos que tienden a cancelarse en la región lejana debido a que “d” es pequeña. La dimensión “d” es más pequeña que “L” y más pequeña que una longitud de onda.8.3. Esta antena consiste de dos dipolos paralelos conectados en sus extremos formando un lazo angosto de alambre como se muestra en la Fig. El comportamiento total se determina por la superposición de los circuitos equivalentes para cada modo. Stutzman y Gary A. Ver Fig. El dipolo doblado es esencialmente una línea de transmisión desbalanceada con corrientes desiguales. Las corrientes para estos modos se ilustran también en la Fig.7. La impedancia de entrada para este modo está dada por la ecuación para una línea de transmisión con una carga cortocircuitada: Z T jZ 0 tan L 2 …(1) donde Z0 es la impedancia característica de la línea de transmisión y 2 . -56- .3. Su operación se analiza considerando la corriente como compuesta de dos modos: el modo de línea de transmisión y el modo de antena. La superposición de estos modos nos da el modelo completo del dipolo doblado. el total a la izquierda es V y a la derecha es cero.3. La corriente del modo línea de transmisión es: IT V 2 V ZT 2Z T …(2) La tensión aplicada V “ve” dos stubs de 4 en serie. La excitación para esta corriente es V/2 . Empleando la Ec.8 Excitación del modo y corriente para un voltaje V aplicado a los terminales de un dipolo doblado. La corriente total a la izquierda I es I T A y el voltaje total es V. de manera que la impedancia de entrada del dipolo 2 doblado es: Z IN V IT IA 2 …(4) lo que nos lleva a: Z IN 4Z T Z D Z T 2Z D …(5) Como un ejemplo. es la suma de las corrientes de cada lado. como debiera ser.Fig. vista la antena como un dipolo lineal equivalente. ZD es la impedancia de entrada de un dipolo ordinario del mismo calibre de alambre y tamaño. luego la corriente de antena es: IA V 2 V ZD 2Z D …(3) donde como una aproximación de primer orden. Nótese que si las figuras para cada modo se superponen y los voltajes se suman. o IA. considérese el dipolo doblado de media onda.(1) con L 2 tenemos: -57- . Para el modo de antena la corriente total. Fig.(5) nos da: Z IN 4Z D L 2 …(6) Como el dipolo de media onda a resonancia tiene una impedancia de entrada real. aunque la Armada la utilizó extensivamente durante la Segunda Guerra Mundial. cuatro veces la de un dipolo lineal convencional. Esta es una antena de banda ancha con un rango de frecuencias de utilización de 4:1 o más por encima de su frecuencia de diseño. Fourth Edition. o 4 veces 73 ohms = 292 ohms. pues. Editorial McGraw-Hill. Fue descrita públicamente por primera vez por en Capitán de la Armada USA C.9 Antena dipolo doblado inclinado con carga terminal – adaptado del libro “Practical Antenna Handbook”. El dipolo de banda ancha Existen varias configuraciones que caen en esta denominación.L. 2001 -58- . ZIN según (6) también será real.3. La alimentación a la antena se realiza desde un cable coaxial de 75 ohms a través de un balún 4:1. Con un ángulo de inclinación de unos 30º el patrón de radiación es casi omnidireccional. cerámica o madera barnizada. El resistor que actúa como carga terminal es de 390 ohms no inductivos y debe ser capaz de disipar por lo menos 1/3 de la potencia entregada a la antena por el transmisor. Ocupa menos espacio que un dipolo horizontal para la misma frecuencia(s) de trabajo y es menos ruidosa. Una de ellas es la que corresponde al “dipolo doblado inclinado alimentado en su centro y terminado en una carga disipativa resistiva”. 2 Z T jZ 0 tan jZ 0 tan 2 4 Entonces la Ec. Ofrece ganancias sobre el dipolo convencional de 1 a 3dB. En inglés se le conoce como TTFD (Tilted Terminated Folded Dipole). La impedancia de entrada del dipolo doblado es. Carr. by Joseph J. Countryman en 1949. No olvidar que los alambres paralelos son mantenidos separados utilizando separadores de PVC. John Wiley and Sons. una línea coaxial no es balanceada.Operación balanceada y desbalanceada de una antena El presente estudio también está basado en la obra “Antenna Theory and Design” de los autores Warren L. Fig.10 Dipolos de λ/2 con corrientes balanceadas (a) y desbalanceadas (b) Se dice que las líneas de transmisión son balanceadas o desbalanceadas. Es la corriente en la superficie exterior del conductor externo la que debe ser suprimida. las corrientes en el conductor interior y en el interior del conductor externo son iguales en magnitud y opuestos en dirección. cuando esta onda alcanza una antena simétrica. una que no está en la dirección deseada ni con la polarización adecuada. Por otro lado. las corrientes en la línea de transmisión son iguales en magnitud y opuestas en dirección. Es claro entonces que es deseable una operación balanceada. 1981.3. Inclusive podrían estar desbalanceadas sin que exista radiación por parte de ellas. La corriente I3 circulando por el exterior del cable coaxial producirá radiación. por lo que la radiación desde la línea es despreciable si los conductores tienen pequeña separación entre sí. esto es. las corrientes también deberían serlo. Es importante balancear las corrientes en las antenas alámbricas. como un terminal de la antena está conectado directamente al conductor externo.3. Si la operación es desbalanceada (Fig. Con relación a la Fig. sin embargo.11. En el caso de operar en modo balanceado una antena (ver Fig. Muchas antenas son simétricas por naturaleza y por lo tanto. Una onda viajando a lo largo del cable podrá tener un modo de corriente balanceado. la corriente neta sería cero. esto es. lo que desbalancea la antena y la línea de transmisión. Un balún se emplea para transformar la impedancia -59- . un balún (contracción de “balanced-to unbalanced”) debe ser empleado. su voltaje VB produce una corriente más intensa que la que produce el otro voltaje VA . la corriente I1 es mayor que I2 y existe una corriente neta en la línea de transmisión.3. ocasionando una radiación descontrolada. Las líneas paralelas de alambre son inherentemente balanceadas en el sentido de que si una onda incidente (con corrientes balanceadas) se lanza a lo largo de la línea ella excitará corrientes balanceadas en una antena simétrica. La Fig. ambos voltajes actúan para producir la circulación de una corriente por el exterior de la línea coaxial.3. 3. Thiele. dado que VA = -VB . Si la magnitud de las corrientes en el exterior del cable producidas por ambos voltajes fueran iguales. Las corrientes I1 e I2 en el cable están blindadas del mundo exterior por el espesor del conductor externo.10 (a)). Para suprimir esta corriente. una corriente puede circular de regreso por la parte externa del conductor exterior. Stutzman y Gary A.11 nos muestra el caso en que las corrientes en las dos mitades del dipolo están desbalanceadas.10 (b)). Sin embargo. El cilindro bazooka tiene su base inferior soldada al conductor exterior del cable coaxial a una distancia λ/4. Se pueden construir balunes de banda ancha empleando técnicas como la del transformador de línea de transmisión y empleando núcleos de aire o ferrita. como el de 4:1. Se empleó una forma de PVC de 2.12 es cero.13 el esquema de un balún de banda ancha del tipo conocido como transformador de línea de transmisión 1:1.3.3. útil para alimentar una antena dipolo plegado.balanceada de entrada del dipolo a la condición desbalanceada de la línea coaxial. por ejemplo. La antena dipolo tiene una impedancia ZANT. La construcción del balún es del tipo trifilar. -60- . Es posible así mismo construir balunes con transformación elevadora de impedancias. tal que no exista una corriente neta en el exterior del cable coaxial. también de 50 ohms.6cm de diámetro. Fig. Fig. La línea coaxial con impedancia característica Z0 “ve” una carga ZL hacia abajo.3.12 ilustra un balún tipo “manga” o “bazooka” empleado para suprimir la componente de corriente I3 que fluye por la superficie exterior del cable coaxial.3. Se forma entonces un “stub” de λ/4 con su extremo en corto. Pmax = 1k Watt. transformándose en una impedancia muy grande (idealmente infinita) en paralelo con ZANT .11 Sección transversal de una línea de transmisión coaxial alimentando una antena dipolo en su centro La Fig. Las gráficas muestran cómo varía el VSWR con la frecuencia cuando se busca adaptar una carga resistiva de 50 ohms balanceada a un generador de salida desbalanceado.12 Sección transversal de un balún “Bazooka” alimentando un dipolo en su centro A continuación mostramos en la Fig. devanado al aire con alambre esmaltado de cobre AWG #14. De esta manera se cancelan las corrientes en el exterior del cable coaxial y la corriente neta por debajo del punto de soldado de la base del bazooka de la Fig.3. Este tipo de balún es de banda angosta. 13 Balún de construcción trifilar de banda ancha devanado al aire con diez vueltas de alambre esmaltado AWG #14 -61- .Fig.3. Fig.1 ilustra esta situación.1 Antena dipolo con director (a) y reflector (b) La Fig. La Fig.4. Las dimensiones de la antena son las siguientes: -62- . mientras un elemento acoplado detrás del radiador se llama “reflector”.2 muestra la ganancia de potencia que se puede obtener con un solo elemento parásito.Capítulo 4 Antenas Yagi-Uda y Quad para VHF y UHF Dipolos con elementos parásitos La energía RF emitida puede concentrarse en una cierta dirección por medio de elementos parásitos acoplados entre sí en el sentido de radiación.4. y que se alimenta por un cable bifilar con impedancia característica Z0 = 150 ohms. Un elemento acoplado en ese sentido y colocado delante del “radiador” es lo que se llama “director”. en función de la distancia entre este elemento y el radiador.2 Ganancia de potencia de un dipolo con un elemento parásito Para la banda de 2 metros se puede construir una antena muy sencilla que se compone de un dipolo plegado y de un reflector. Fig.4.4. pero debido a la cercanía del elemento parásito reflector la resistencia de radiación cae al nivel de 150 ohms.4 nos muestra el aspecto de un arreglo YagiUda. En cambio. El trabajo del Sr. La Fig. Hidetsugu Yagi en 1928. Fig. La antena Yagi-Uda La primera investigación realizada sobre la antena Yagi-Uda fue llevada a cabo por Shintaro Uda de la Universidad de Tohoku en Sendai. La adición de hasta 5 directores da un incremento notable en la ganancia de antena.Longitud del dipolo = 0. Japón en 1926 y fue publicado en japonés en 1926 y 1927.47λ Longitud del reflector = 0. John Wiley and Sons.4.4. Stutzman y Gary A. -63- .3 ilustra más claramente estas afirmaciones y la Fig. el agregado de más directores incrementa la ganancia.4. Uda fue revisado en un artículo escrito en inglés por su profesor.25λ El dipolo plegado presenta una impedancia en el punto de alimentación de unos 292 ohms. Thiele.3 Ganancia de una antena Yagi-Uda en función del número total de elementos – adoptado del libro “Antenna Theory and Design” de los autores Warren L.15λ a 0. existe un pequeño aumento de la ganancia por cada director agregado a un arreglo Yagi. el Sr. Se ha encontrado que más de un reflector contribuye con muy poca mejora. Debido a las amplitudes decrecientes de las corrientes de los directores conforme se alejan más del radiador principal. La antena Yagi-Uda básica consiste de tres elementos.5λ Distancia entre dipolo y reflector = 0. 1981. Un ejemplo de implementación del acoplamiento Gamma se muestra en la Fig.4.Fig.5 Acoplamiento Gamma de uso común por radioaficionados -64- .4.4 Arreglo Yagi-Uda – vista superior para polarización horizontal La alimentación del arreglo se realiza mediante acoplamiento Gamma o construyendo el elemento excitado.5 Fig. “driver” o radiador principal con la estructura del dipolo doblado para elevar el nivel de la impedancia en el punto de alimentación.4. cambiando la alimentación hacia cualquiera de los vértices laterales del cuadro diamante se obtendrá también una polarización vertical.7 otro elemento de polarización similar pero conocido como el cuadro “diamante”. Una espira aislada produce una ganancia de alrededor de 2dB sobre el dipolo en la dirección perpendicular al plano del lazo.4.Antenas Quad En estas antenas. que son cuadros de gran tamaño. Se dice que son cuadros de 1λ. y son construídas en base a cuadros de longitud total λ y de una sola espira. En ellas. En la Fig. moviendo la alimentación a la mitad de cualquiera de los lados verticales cambiará la polarización a vertical. la longitud total de alambre por cuadro es mayor que 0. En el primer caso. De igual manera.2λ. la corriente varía a lo largo del alambre como en otras antenas alámbricas.7 Cuadro “diamante” para polarización horizontal -65- .4.4. Los patrones azimutales formados por estas antenas son similares al patrón con figura de 8 del dipolo. Fig.6 se muestra un elemento de la Quad para polarización horizontal y en la Fig.6 Cuadro de gran tamaño para polarización horizontal Fig. también de la familia de lazos (loops) de gran tamaño.4. un ejemplo de los cuales se muestra en la Fig.8.8 Arreglo Quad-Yagi con 11dB de ganancia sobre el dipolo y F/B = 20dB Fig.9 Versión Rusa de la Antena Quad-Yagi -66- .4. Arreglos de alta ganancia pueden construirse basados en cuadros de 1λ. Fig.4. el cual ha sido optimizado para alimentarse directamente desde un cable coaxial de 50 ohms.La impedancia en el punto de alimentación del cuadro de 1λ es de alrededor de 100 ohms.4. En la figura 5. ni tampoco un amplificador cualquiera para ese rango. y se usará un HPA (High Power Amplifier / Amplificador de Alta Potencia) en el caso de que se necesite incrementar el nivel de potencia al transmitir. Por esto no se podrá usar una antena cualquiera para un determinado rango de frecuencias. Adicionalmente se pueden utilizar amplificadores si los fines lo requieran.1: Esquema básico de la estación terrena Cabe resaltar que se debe usar todos los componentes que tengan cierta afinidad. estos en esencia son la radio. Un ejemplo se muestra en la figura 5.Capítulo 5 Implementación de una estación para fines experimentales en las bandas de VHF y UHF 5. -67- . los cables de radiofrecuencia (RF) y la antena.1 se muestra la estación terrena básica. se deberá usar una antena VHF junto con un LNA que opere en VHF y además. Es decir que si se utilizara la banda de VHF para realizar la recepción. por decir el uso de un LNA (Low Noise Amplifier / Amplificador de Bajo Ruido) será justificado cuando el nivel de señal que llegue a tierra es muy bajo y se requiera incrementar para que la radio lo procese.2. se usará el cable de radiofrecuencia que tenga las mejores prestaciones en la banda de VHF. Figura 5.1Introducción La estación cuenta con elementos básicos que permiten su operatividad. de preferencia. 3 ejemplo de esta mala adaptación. Se muestra en la figura 5.3a: Reflexión de potencia debida a diferentes impedancias Figura 5.2: Uso correcto de los dispositivos en sus bandas de frecuencia Si bien el funcionamiento condicionado se puede dar en el proceso de recepción.Figura 5. El peligro que aquí se genera es sobre el equipamiento debido a que por el mal uso de los elementos se pueden generar ondas que retornan al equipo RF y estas lo pueden dañar.3b: Reflexión de potencia debida a diferentes impedancias -68- . lo mismo no pasará en la transmisión. mayormente debido a un nivel alto de potencia recibido desde el terminal que es la radio. lo que terminará en un exceso de potencia reflejada sobre el generador que viene a ser la radio o el HPA en nuestro caso. Figura 5. La explicación a este fenómeno se da al tener diferentes impedancias en la frecuencia de operación. Si no se encuentran en su rango de operación no tendrán la impedancia deseada y con ello no se podrá realizar la máxima transferencia de potencia esperada. incluso podría llegar a ser peligroso. Si bien lo anterior mencionado es una fuente de falla. En la figura 5. otra fuente usual es la de las conexiones. el extremos libre de todas manera radiará. pero esto será muy pequeño en comparación a lo que se refleja. el equipamiento puede igual sufrir daños si un cable esta suelto.) por este motivo las antenas deben seguir el movimiento de los pequeños satélites para poder establecer comunicación.4 se muestra la reflexión por los circuitos abiertos. La información y visualización de las órbitas de los pequeños satélites se puede obtener de aplicaciones software que utilizan los radioaficionados. Estos pequeños satélites orbitan alrededor de la tierra a gran velocidad por lo cual su paso por una región es corto (alrededor de 10 a 15 min. y segundo. -69- . La geografía de la región con obstáculos como cerros. Figura 5. Desde el punto de vista de señales. lo que generaría de todas formas una reflexión de la señal. asegurarse de que las conexiones se encuentren bien sujetas. en el caso de que no esté conectado a la antena. asegurarse de que los componentes a usar son los correctos.4a: Reflexión de potencia debida a circuito abierto Figura 5. montañas o en zonas urbanas edificios altos pueden afectar la comunicación.4b: Reflexión de potencia debida a circuito abierto Es por ello que las recomendaciones son: primero. y es que incluso si se utilizaran los componentes correctos. Con la configuración de la radio y la implementación de las antenas se puede comenzar el seguimiento a pequeños satélites que se encuentran orbitando alrededor de la tierra. es como si ese extremo estuviera abierto y por lo tanto tendría una impedancia muy alta. Figura 5. uno de los más utilizados por los radioaficionados es el Orbitron con el que se trabajará posteriormente. Este software permite predecir las orbitas y horarios en las que el satélite pasara por cierta región y actualiza las coordenadas de los satélites constantemente por internet.5: Movimiento de Acimut y Elevación de un pequeño satélite Para conocer la órbita de los pequeños satélites existen varios aplicativos software dependiendo del sistema operativo a utilizar.6: Software Orbitron -70- . Para realizar un barrido esférico o de todo el espacio. La figura 5.El movimiento de las antenas será realizado mediante dos rotores uno con movimiento acimutal y el otro de elevación. Figura 5.5 muestra la órbita de un pequeño satélite en el cual se puede observar los ángulos de acimut y elevación. 5.2Estación terrena experimental del INICTEL-UNI La estación terrena de INICTEL-UNI cuenta con los componentes de la siguiente tabla 5.1. Tabla 5.1: Componentes de la estación terrena INICTEL-UNI Radio La figura 5.7 muestra a la radio ICOM-910H que se utiliza. Figura 5.7: Radio IC910H Las especificaciones generales de la radio se presentan en la tabla 5.2, los detalles de la sección de transmisión en la tabla 5.3 y los de recepción en la tabla 5.4. Tabla 5.2: Datos generales de la radio -71- Tabla 5.3: Especificaciones de la transmisión Tabla 5.4: Especificaciones de la recepción LNA En la figura 5.8 siguiente se muestra el modelo del pre-amplificador (LNA) utilizado. Figura 5.8: LNA SSB SP2000/SP7000 -72- Las especificaciones generales del LNA se presentan en la tabla 5.5. Tabla5.5: Especificaciones de los LNA La figura 5.9 muestra las características del pre-amplificador SP-2000. La frecuencia central es de 145.0MHz, el SPAM de 100MHz. El marcador vertical tiene un máximo de 22.062dB. La ganancia horizontal del marcador es de 0.0dB de referencia y 10dB por división. Figura 5.9: Detalle gráfico del SP-2000 La figura 5.10 muestra las características del pre-amplificador SP-7000. La frecuencia central es de 435.0MHz, el SPAM de 100MHz. El marcador vertical tiene un máximo de 20.22dB. La ganancia horizontal del marcador es de 0.0dB de referencia y 10dB por división. Figura 5.10: Detalle gráfico del SP-7000 -73- Tabla 5.11 se muestra a las antenas X-Quad referidas.6.11: Antenas X-quad Wimo de VHF y UHF -74- .Cable coaxial Las especificaciones generales del cable coaxial se presentan en la tabla 5. Tabla 5. Figura 5.6: Características del cable coaxial Antena Las especificaciones generales de las antenas se presentan en la tabla 5.7: Características de las antenas En la figura 5.7. 13: Controlador para los rotores de acimut y elevación Cables para el controlador de rotor Según recomendaciones del fabricante el calibre que deben tener los cables es como mínimo de 20 AWG.12 Izquierda: Rotor de acimut Derecha: Rotor de elevación Controlador de Rotor Peso: 3kg Voltaje: 110-120Vac o 220-240Vac 2 Visualizadores que indican la posición de la antena en acimut y elevación. En el mercado local se encuentra generalmente cables de 7 hilos a más según se observa en la figura 5. Voltaje: 24Vdc Cables de control: Cable de 6 hilos con calibre mínimo de 20AWG Peso: 9Kg (Acimut y Elevación) Figura 5. Figura5. -75- .Rotor Acimut y Elevación Angulo Acimut: 360º.14. Angulo Elevación: 180º. mejor será la conexión entre los elementos de RF. calibre 18AWG 5.Figura 5.5.2 a 1. para nuestros fines estos serán: el multímetro. En la práctica son tolerables hasta valores de 1.15 se muestra un uso común.14: Cables de acimut y elevación. Figura 5. Esto ayudará en el sentido que tendremos un indicador que nos permitirá saber que tan bien esta una conexión.3Instrumentos de verificación y medición Para verificar una instalación de la estación se necesitan algunos equipamientos que facilitan dicho procedimiento. -76- . el medidor de VSWR y el vatímetro RF. un instrumento inicial llega a ser el multímetro en su función de continuidad ya que permite verificar que exista continuidad en los cables y también entre las conexiones de los elementos.15: Multímetro como instrumento de verificación Medidor de VSWR Este instrumento permite medir directamente el factor de calidad de las conexiones. Conforme la medida sea cercana a la unidad. Multímetro Recordando que una fuente de error es la mala conexión de los elementos. y es que lo que este instrumento mide indirectamente es la relación entre la potencia reflejada y la potencia transmitida. La figura 5. En la figura 5. donde se prueba la continuidad extremo a extremo del conductor interior del cable coaxial.16 muestra la ubicación del medidor para su uso. 17a se muestra a un vatímetro realizando la medición de potencia en el sentido de transferencia.Figura 5.17b muestra la medición en el sentido de reflexión. Figura 5. La antena en 0º acimut y 0º elevación deberá apuntar hacia el norte. -77- .17a: Medición de potencia transferida Figura 5. Saber estas dos medidas es de gran importancia ya que se sabe que en condiciones óptimas.17b: Medición de potencia reflejada Brújula La brújula será utilizada para alinear la antena. En la figura 5. la potencia reflejada es nula y la transferida es máxima. Este permite saber qué cantidad de potencia es entregada hacia la antena y también que cantidad de potencia es reflejada de forma directa. Tanto en la figura 5.16: Multímetro como instrumento de verificación Vatímetro RF El vatímetro es un elemento im portante en el tema de medición de potencia RF. -78- .Figura 5.19: Analizador de espectros 5.20a. Figura 5. El extremo libre se sujetara en los pernos de la parte posterior del controlador. Esta representación en el dominio de la frecuencia permite visualizar parámetros de la señal que difícilmente podrían ser descubiertos trabajando en el dominio del tiempo con ayuda de un osciloscopio. el cable de control del rotor tendrá un conector en un extremo y será libre en el otro.4Funcionamiento de los rotores de acimut y elevación Funcionamiento de los rotores de acimut y elevación en modo manual Para el funcionamiento manual de los rotores de acimut y elevación. bastará con conectar correctamente el cable de control de cada rotor según la notación indicada en la figura 5.18: Brújula Analizador de Espectros El analizador de espectros es una herramienta capaz de representar las componentes espectrales de una determinada señal a partir de su transformada de Fourier. Figura 5.20a: Conexión de los rotores de acimut y elevación a la caja de potencia Figura 5.20b: Conexión del cable de control al controlador.20c: Mandos del controlador para movimientos de acimut y elevación -79- . Figura 5. Para este fin existen ciertas herramientas que se detallaran a continuación. además de tener implementado el protocolo DDE que como se explicará m ás adelante permite la comunicación con un software de seguimiento de órbitas para que el software con estas coordenadas pueda realizar con la antena el seguimiento del pequeño satélite para lo cual utilizará una interfaz intermedia llamada WispDDE que es el que el fabricante recomienda. -Tarjeta de control para el manejo de los rotores de acimut y elevación Para el manejo automático de los rotores se cuenta con la tarjeta ARS modelo RCI-SE que se encarga de enviar y recibir comandos a través del puerto paralelo para poner en marcho el rotor de azimut y elevación.Una vez conectado los cables para ambos rotores solo debe manejarse la parte delantera de la caja de control para obtener el movimiento en ángulos de acimut y elevación. El puerto paralelo no viene incluido en las computadores de escritorio actuales de ser el caso será necesario comprar un tarjeta RCI-PARALELO e insertarla en la placa madre de la computadora. La tarjeta de control interactúa con el controlador y con la computador.2a) tiene diferente funcionalidades entre ellas un driver que permite trabajar con las tarjetas de adaptación RCI-paralelo en caso de utilizarse una computadora desktop. Funcionamiento de los rotores de acimut y elevación en modo automático Cada vez que se desee establecer una comunicación con un pequeño satélite será necesario que la antena se mueva según la trayectoria que este sigue lo cual puede suceder 3 o 4 veces al día en distintos horarios teniendo una persona que estar dedicada a manejar el rotor. -80- . el controlador tiene en su parte posterior un conector para control externo. por este motivo es deseable que el movimiento de la antena sea automático. Figura 5.21 Tarjeta de control para movimiento de rotores -Software para la tarjeta de control El software para el control de la tarjeta es el ARSWIN (versión 2. La aplicación muestra en pantalla la posición de los satélites seleccionados en un momento dado (posición actual o en tiempo simulado). 5.Fig. El Orbitron se puede descargar y actualizar gratuitamente a través de internet. amateur. Fig. es uno de los más reconocidos y sencillo de utilizar.22 Software Arswin -Software Orbitron Es un software que permite dar seguimiento a las trayectorias de satélites y la ISS que es muy utilizado por radioaficionados.23 Software Orbitron -81- . 5. astrónomos. etc. en la opción Programa Tracking escoger la opción WispDDE ya que por defecto esta iniciada con None (ninguno). Fig. -82- .24 Módulo Configuración del Arswin Esta opción se complementa junto al programa Orbitron y al driver WispDDE para lo cual debemos activar la opción WispDDE (DDE) que se encuentra en el modulo Seguimiento Satélite. Configuración del software ARSwin con el Orbitrón Para que Arswin pueda mover los rotores según las coordenadas que indica el Orbitron deberá activarse la siguiente opción en el Arswin: Preferencia>Configuración>Program a de seguimiento.-Interfaz DDE WispDDE El driver WispDDE es gratuito bajo licencia pública y puede descargarse gratuitamente de internet este driver se comunica mediante el protocolo DDE con el Orbitron y pasa las coordenadas de acim ut y elevación al software ARSWIN para que pueda girar los rotores según la órbita del satélite. 5. y las que permiten escoger la modulación con las que se desee trabajar. Figura 5.5Proceso de comunicación Una vez que se comprueben las conexiones físicas estaremos preparados para poder utilizar a los dispositivos de radiofrecuencia. nuestro interés se encontrará en el uso de la radio. Tomando como referencia al manual de instrucciones de la radio.8V. se procede a realizar un listado rápido de las funciones principales.25 Módulo Opciones del Arswin 5. La radio cuenta con configuraciones simples que permiten su operatividad. Todas estas configuraciones pueden ser maniobradas desde la parte frontal de la radio mostrada en la figura 5.Fig. 5.1. En especial para la radio ICOM 910H se deben tener las siguientes consideraciones: * La radio trabaja únicamente con un voltaje DC de 13. Las más relevantes son las que permiten escoger la banda y frecuencia de transmisión y recepción. Como el LNA y los cables son pasivos en el procedimiento. * Se recomienda en un inicio trabajar con un nivel de potencia de RF bajo de tal forma que se pueda verificar con el medidor de VSWR o con el vatímetro.26: Parte frontal de la radio ICOM 910H -83- . 28: Posición de los botones para el cambio de banda -84- .27: Posición de la perilla para el nivel de potencia RF Selección de banda VHF/UHF Haciendo uso de los botones ubicados en la parte superior de la radio. Con el uso del botón SUB se puede seleccionar un receptor adicional y con M/S se puede seleccionar la banda. se puede seleccionar la banda de frecuencias en las que se desee trabajar. La figura 5. Figura 5.27 muestra la ubicación de la perilla en la radio. Se gira inicialmente todo a la izquierda para tener el nivel mínimo de potencia posible. se puede graduar el nivel se potencia a la salida.28 muestra la ubicación de los botones en la radio. La figura 5. Se presiona el botón M/S para realizar el cambio de banda. Figura 5.Configuración de nivel de potencia Haciendo uso de la perilla en el extremo inferior izquierdo de la radio. VHF o UHF. Selección de frecuencia Haciendo uso de la perilla mayor visible ubicada en el flanco derecho de la radio. entre los que destacan la codificación Morse usada en el envío de señales Beacon. mediante el uso de hardware y/o software adecuado.6 Interpretación de datos codificados en Morse.29 muestra la ubicación de la perilla en la radio. El código Morse fue inventado por Alfred Vail en 1834. mientras colaboraba con Samuel Morse en la invención del telégrafo eléctrico. Se gira inicialmente a la izquierda para reducir la frecuencia y hacia la derecha para aumentar la frecuencia. y el protocolo SSTV usado en el envío de imágenes. conocido también como alfabeto Morse. Vail creó un método mediante el cual cada letra o número era transmitido de forma individual con un código consistente en rayas y puntos. o posteriormente. señales telegráficas que se diferencian en el tiempo de duración de la señal activa. Las señales enviadas por satélites pequeños en las bandas de radioaficionados están codificadas por diversidad de métodos. La figura 5. Esta señal intermitente corresponde a ondas electromagnéticas de radio frecuencia en el caso de satélites pequeños. es decir.25 y SSTV Las señales de audio (o digitales) obtenidas del seguimiento de satélites deben ser procesadas en el momento mismo del registro de la información. Codificación Morse El código Morse. se puede graduar la frecuencia de transmisión o recepción.29: Posición de la perilla para la variación de frecuencia 5. AX. el protocolo AX.25 usado en el envío de telemetría. Figura 5. es un sistema de representación de números y letras mediante señales emitidas de forma intermitente. -85- . -86- . Entre cada par de símbolos de una misma letra existe una ausencia de señal con una duración aproximada a la de un punto.La duración del punto es la mínima posible. se utilizó también en las transmisiones por radio.30: Código Morse internacional Para interpretar señales codificadas en Morse se analiza la gráfica de frecuencia vs tiempo de la señal capturada con la radio de la estación terrena. Para la separación de palabras transmitidas el tiempo es de aproximadamente tres veces la de una raya. el código Morse tiene aplicación casi exclusiva en el ámbito de los radioaficionados. mientras que una raya tiene una duración de aproximadamente 3 veces la de un punto. se puede usar el software Audacity. En sus comienzos. Para ello. se observan los puntos y rayas en color cercano al blanco. En presencia de una señal de audio codificada en Morse. y observar la representación de espectro (lineal o logarítmico). entre los que se considera los satélites de investigación y experimentación desarrollados por radioaficionados. con lo que se puede hacer una interpretación visual de los datos. Figura 5. hasta que surgieron las emisoras y los receptores de radiodifusión mediante voz. el alfabeto Morse se empleó en las líneas telegráficas mediante los tendidos de cable que se fueron instalando. sobre todo en el mar y en el aire. Más tarde. En la actualidad. Morse reconoció la idoneidad de este sistema y lo patentó junto con el telégrafo eléctrico. 31: Beacon (codificado en Morse) enviado por Masat Codificación AX. 3-Nivel de red. -87- .25. Figura 5. y la el la Más tarde la ISO (International Organitation for Standardization) creó un subcomité para estudiar la interconexión de los sistemas abiertos.25 En un principio fue el CCITT (Comité Consultivo Internacional Telegráfico Telefónico) de la ITU (International Telecommunications Union) el que redactó recomendación X. 6-Nivel de presentación. 4-Nivel de transporte. 1-Nivel físico. el modelo OSI (Open System Intercomunication). 2-Nivel de enlace. Este modelo comprende 7 niveles o layers: 7-Nivel de aplicación. 5-Nivel de sesión. Para distinguir adaptación para radioaficionados se le antepuso la letra A de amateur delante: AX.25. es decir. para poner de acuerdo a las distintas Administraciones en protocolo a usar en las redes públicas de transmisión de datos. como conectar entre sí sistemas informáticos de marcas distintas y surgió un modelo de referencia.La página web del desarrollador del satélite explica la estructura de dichos datos y su significado para un satélite específico. con la intención de establecer un estándar. Como ya se ha comentado antes.. velocidad 300 baudios. se creyó conveniente que fuera lo más estándar posible. tanto para los usuarios como para los diseñadores: HF: modulación FSK.25 los campos flag y dirección tienen un trato especial. para que se pudiera conectar. Nivel de Enlace La principal misión de este nivel es la de ser el responsable de intercambiar información. de apertura de squelch. en un futuro cada vez más cercano debido al desarrollo de la telemática. -88- . Para compensar los retardos de cambio de recepción a transmisión. desplazamiento (shift) 200 Hz. de forma fiable entre dos estaciones. Para evitar confusiones. Para ello después de cinco bits "1" consecutivos se insertará un bit "0". cuando se definió. etc. Cada trama está compuesta por varios campos: F A C PID I FCS F F = flag (indicador) A = Address (dirección) C = Control PID = Protocol Identifier I = Información FCS = Frame Check Sequence (Secuencia de Verificación de Trama) En el protolo AX. velocidad 1200 baudios. aunque en el argot se les suele llamar paquetes. tonos Bell 202 (1200/200 Hz). la información se va a transmitir en pequeños que se denominan tramas. la combinación 01111110 no debe aparecer en ningún otro campo de la trama.. tanto a las redes públicas de transmisión de datos como a redes locales. VHF: modulación AFSK en FM. la IARU también ha hecho algunas recomendaciones en cuanto a nivel físico. delante del primer paquete se mandan tantos flags como quepan definidos en el parámetro TXDELAY. Además. El campo flag se usa para delimitar el paquete y sirve para sincronizar la transmisión.Nivel Físico Aunque el documento de la ARRL versaba sobre el Nivel de Enlace. Está formado por un octeto (byte) de valor 01111110 (7E Hexadecimal). 25 radica en el formato de las direcciones. o bien 1 cuando es el último octeto del campo de dirección. desplazados una posición para contener el bit de extensión. 7 bits.25 son del tipo numérico. y en AX. Además para distinguir distintas estaciones de un mismo indicativo. descartando los "0" insertados. hasta un máximo de 8. se definió el SSID (Secondary Station Identifier) que consiste en un número del 0 al 15.25 comercial y el AX. El orden de envío viene dado de izquierda a derecha y cada subcampo de dirección consta de 7 octetos (bytes): los seis primero correspondientes al indicativo y el séptimo al SSID. Para saber cuando acaba este campo y empieza el siguiente. es decir. lo cual ocupa sólo 4 bits. los 4 restantes indican lo siguiente: -89- . la conexión es directa) y un máximo de 560 bits (cuando es a través de 8 digipeaters). son indicativos de radioaficionado que no son más que una combinación de letras y números que no superan los 6 caracteres. el de control. pues sirve para mejorar la sincronización del módem con los datos recibidos. El indicativo está compuesto de caracteres alfanuméricos codificados en ASCII. así como de los repetidores (si los hubiera) por los que ha de ir pasando. consiste en mantener la modulación en el mismo estado 0 o 1 cuando se envía un bit "1" y cambiar al estado opuesto 0 o 1 cuando se envía un bit "0". Si el indicativo es menor de 6 caracteres. La diferencia más relevante entre el protocolo X. aunque pertenecería al nivel físico.25 son del tipo alfanumérico. Es por esto que la longitud de este campo podrá variar entre un mínimo de 112 bits (cuando sólo tiene destinatario y remitente. el resto se rellena con espacios en blanco El SSID tiene un valor máximo de 15. Este bit de extensión vale 0 cuando el siguiente octeto contiene más información referente a la dirección. se asigna el bit de peso más bajo de cada octeto como bit de extensión (E). Generalmente el significado de este SSID es el siguiente: 1 Nodo 2 BBS (Bulletin Board System) 3 PMS (Personal Mailer System) 5 Nodo o digipeater 7 Nodo personal 8 Nodo NET/ROM En una trama el campo de dirección (campo A) contiene los indicativos de destinatario y remitente del paquete. En este punto se aplicaría el método de codificación NRZI (Non Return to Zero Inversion) que.En recepción se hará el proceso inverso. son números de teléfono. En X. 25 decodificada con un TNC -90- . excepto recalcular el FCS. 0 indica que el paquete viaja hacia el repetidor.32: Trama AX. Una opción es usar un TNC en modo KISS y el software Hyperterminal. se desempaqueta la trama de bits para obtener los datos útiles.E bit de extensión R dos bits reservados para futuras ampliaciones C comando/respuesta Esto es así en el subcampo de remitente y en de destinatario. pero si se trata de un subcampo de repetidor en vez del bit C tenemos: H "bit de repetido" Esto es.25. usualmente datos de telemetría. Para interpretar señales de satélites pequeños codificadas en AX. Esto se puede hacer con la ayuda de un TNC (controlador de nodo terminal) y/o mediante software. El paquete no recibe ningún otro cambio. Figura 5. Una vez repetido por este valdrá 1. otra forma mas sencilla y económica consiste en emplear una computadora con tarjeta de sonido y un programa de computadora especial para esta aplicación.171 -91- . Se utilizan también editores gráficos que permiten el cortar.857 7. escalar o transformar imágenes. generadas por computadora y Compuestas Las imágenes naturales son fotografías de objetos reales con ninguna o muy poca modificación. Estas se producen utilizando cámaras digitales que permiten guardar la imagen en un archivo con formato gráfico (JPEG. Como ya se menciono en los inicios de esta modalidad las imágenes en blanco y negro consistían de 120 pixeles en 120 líneas y se requería de 7 a 8 segundos por frame. PCX. Se emplea un ancho de banda máximo de 3 khz. BMP. al aumentar el doble de líneas o de pixeles por línea el tiempo de transferencia se aumento a 16 y 32 segundos.) o bien utilizando escaners que permiten digitalizar fotografías y puedan ser manejados por la computadora de la estación para ser enviados.845 3. Para operar barrido lento es necesario contar con dispositivos especiales para SSTV que permitan realizar la interfaz con el equipo de radiocomunicación además de almacenar y transferir imágenes. Existen tres tipos de imágenes que pueden ser enviadas usando SSTV estos son: Naturales. etc. Imágenes compuestas. un programa especial y un equipo de radio. Estas no requieren de cámaras digitales u otros dispositivos para su generación. pues pueden ser generadas con diversos editores gráficos que se ejecutan en la misma computadora. las frecuencias más comunes para recibir y enviar señales de SSTV son: 3. pegar. Descripción Esta modalidad de transmisión se basa en la transformación de una imagen (frame) en una serie de líneas que se transmiten en forma de pulsos similar a todos los métodos de televisión.Codificación SSTV SSTV (Slow-Scan Tele-Vision) es un método que permite la recepción y envío de imágenes por un periodo de unos cuantos segundos hasta algunos minutos utilizando una computadora. Este tipo permite combinar imágenes naturales y generadas por computadora para producir escenas con diversos efectos. Frecuencias Esta permitido cualquier parte de los segmentos destinados a fonía. TIFF. Imágenes generadas por computadora. rotar.140 7. Pasokon TV. entre las cuales destacan los siguientes: AVT. las que se pueden decodificar usando el software MMSSTV. que en muchos casos se hace en CW. Para evitar colisiones y malos entendidos es necesario que antes de transmitir una imagen se anuncie el distintivo de llamada del operador y el modo a emplear en la transmisión.680 145. Wraase SC-1 y Wraase SC-2. PD. según el sistema de representación de colores. Para interpretar señales SSTV capturadas con la radio de una estación terrena se pueden usar elementos hardware y/o software.340 28.5 VHF. Scottie. siendo este último el más común para este tipo de aplicación. Existen satélites pequeños que envían imágenes en SSTV. Figura 5. Robot. Existen diversos modos de codificación SSTV.14. Martin.230 14.233 21.33: Imagen en SSTV enviada por RadioSkaf2 -92- . tiempo de escaneo y líneas de barrido.