1Introducere Datorită ponderii convertoarelor electromecanice în echipamentele industriale, acestea ocupă un rol important privind cunoştinţele în pregătirea unui specialist care conduce procese tehnice. Energia electrică, aceptată la intrare de motoarele electrice, este de o anumită formă şi anumiţi parametri. Din această cauză a apărut necesitatea unor interfeţe (echipamente) între sursa de energie electrică şi motor care să adapteze parametrii energiei la receptor şi totodată să dozeze fluxul energetic în scopul reglării anumitor variabile din sistemul de acţionare (viteză, cuplu, poziţie, etc.). Aceste echipamente poartă denumirea de convertoare şi trebuie să realizeze o conversie electric-electric într-o manieră controlată. Odată cu apariţia dispozitivelor semiconductoare de putere s-au realizat convertoarele statice numite şi convertoare electronice de putere. Convertoarele statice sunt echipamente de putere care permit conversia unei energii de curent alternativ într-o energie de curent continuu sau a unei energii de curent continuu într-o energie de curent alternativ. Există, de asemenea, convertoare statice care furnizează la ieşire acelaşi tip de energie cu cea de la intrare schimbînd numai unii dintre parametrii acesteia, cum ar fi amplitudinea în tensiune, amplitudinea în curent, frecvenţa etc. Convertoarele statice sunt echipamente complet statice şi din acest punct de vedere aduc incontestabile avantaje faţă de alte sisteme care realizează aceleaşi funcţiuni. În favoarea convertorului static sunt o serie de argumente evidente şi nicidecum de neglijat, cum ar fi: o uzură mai redusă (deci o durată de funcţiune incontestabil de mare), o întreţinere mai sumară şi la intervale mai mari. Deasemenea, randamentul energetic este întotdeauna mai bun. Cu toate acestea se pot enumera şi unele dezavantaje ale utilizării convertoarelor statice: în condiţiile actuale convertoarele statice se realizează la un cost destul de înalt, pentru întreţinerea lor este necesar un personal cu calificare superioară, deasemenea sunt mai puţin robuste la funcţionarea cu şocuri de sarcină, în asemenea cazuri fiind necesare întotdeauna supradimensionări care se soldează cu o creştere corespunzătoare a preţului de cost. Din acest punct de vedere convertoarele statice concurează cu alte grupuri de maşini electrice. În lucrarea dată se studiază un convertor static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu. 2 Cap. 1. Convertoare Statice 1.1. Generalităţi Convertoarele statice de putere sunt echipamente statice complexe care au rolul de a modifica parametrii energiei furnizate de sursa (valoare, formă, frecvenţă a tensiunii) ţinând cont de cerinţele impuse de receptor. În general sunt intercalate între sursa de energie şi receptor. Ele pot fi, de asemenea, montate între două surse de energie pentru a face posibilă funcţionarea simultană a acestora. Convertorul static are rol de receptor din punct de vedere al sursei de energie şi rol de sursă de energie din punct de vedere al sarcinii. Partea de putere a convertorului se realizeză cu dispozitive semiconductoare de putere comandabile cum ar fi tiristoarele şi tranzistoare şi/sau necomandabile cum ar fi diodele. Când aceste dispozitive funcţionează în regim de comutaţie, au rolul unor întrerupătoare, rezultând un regim permanent format dintr-o succesiune periodică de regimuri tranzitorii. Închiderea şi deschiderea succesivă a acestor întrerupătoare se face dupa o logică impusă de principiul de funcţionare a convertorului. Această logică este asigurată de schema electronică de comandă. Deci toate convertoarele conţin o parte de putere (forţă) şi o parte de comandă. Convertoarele asigură conversia unor cantităţi importante de energie. Aceasta impune ca, principalul lor criteriu de dimensionare să fie randamentul. Acest fapt determină diferenţe între electronica de putere şi electronica de semnal, unde scopul principal este obţinerea unui semnal de ieşire fidel. 1.2. Clasificarea convertoarelor statice Echipamentele cu electronică de putere se pot clasifica în raport cu parametrii energiei electrice de la intrare, respectiv de la ieşire. Cum în majoritatea cazurilor alimentarea se realizează de la reţea, clasificarea se face în funcţie de tensiunea/curentul de la ieşire. Astfel avem următoarele categorii de bază: 1. Ieşire în curent continuu sau tensiune continuă: a. la curent sau tensiune constante (stabilizate); b. la curent sau tensiune variabile. 2. Ieşire în curent alternativ sau tensiune alternativă: a. la frecvenţă constant şi curent sau tensiune variabile; b. la frecvenţă şi curent sau tensiune variabile. 3 Echipamentele cu electronică de putere au în alcătuire, în general, mai multe convertoare statice “decuplate” între ele prin intermediul unui element de stocare a energiei capacitiv sau inductiv (Fig. 1.1). Fig. 1.1 Structura unui echipament cu electronică de putere. Din acestă cauză puterea instantanee de la intrare nu trebuie sa fie egală cu puterea instantanee de la ieşire. Astfel convertoarele statice sunt celulele de bază ale echipamentelor cu electronică de putere iar clasificarea lor se poate face după dupa cum urmează: a. convertoare alternative-continuu cunoscute sub denumirea de redresoare. La redresoare fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ la partea de curent continuu; b. convertoare continuu-alternativ sau invertoare. La invertoarele autonome fluxul de energie este orientat de la partea de curent continuu a intrării la partea de curent alternativ. La ieşire găsim una sau mai multe tensiuni alternative reglabile ca valoare efectivă şi ca frecvenţă; c. convertoare continuu-continuu un exemplu ar fi chopperele. La choppere fluxul de energie este orientat dinspre partea de curent continuu a intrării la partea de curent continuu a ieşirii. Tensiunea de ieşire este reglabilă ; d. convertoare alternativ-alternativ sau variatoare de tensiune alternative, respectiv cicloconvertoare, convertoare matriciale etc. La variatoarele de tensiune alternative fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrării spre partea de curent alternativ a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire este aceeaşi cu cea a tensiunii de intrare, dar valoarea sa efectivă poate fi modificată. Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrării la partea de curent alternativ a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire poate fi modificată în raport cu cea a tensiunii de intrare, ca şi valoarea sa efectivă. 4 O altă clasificare a convertoarelor statice poate fi efectuată după modul în care are loc comutaţia dispozitivelor de putere ce le compun: a. convertoare cu comutaţie naturală de la reţea. În acest caz dispozitivele de putere sunt trecute în stare blocată cu ajutorul reţelei de c.a. de la care se alimentează, deschiderea realizându-se prin sincronizare de fază în raport cu forma de undă a tensiunii sau a curentului de alimentare; b. convertoare cu comutaţie forţată. În acest caz dispozitivele de putere sunt complet comandabile, starea lor de conducţie fiind dictate exclusiv prin comandă; c. convertoare cu rezonanţă. În acest caz dispozitivele de putere sunt “asistate” de circuite rezonante, comutaţia realizându-se la trecerea prin zero a curentului sau tensiunii pe dispozitiv. Comutaţia reprezintă trecerea succesivă a curentului de la o cale de curent la altă cale de curent a parţii de putere. O cale de current, prin definiţie, conţine un singur întrerupător (un singur dispozitiv semiconductor de putere). Prin comutarea între stările închis şi deschis înţelegem că un întrerupător trebuie sa aibă aplicată la bornele sale o tensiune convenabilă, tensiunea numindu-se "tensiune de comutaţie". Redresoarele, variatoarele de tensiune alternativă şi cicloconvertoarele sunt convertoare cu comutaţie "naturală", deoarece tensiunea de comutaţie se găseşte în partea de forţă, furnizată de reţeaua alternativă. Blocajul tiristoarelor sau al diodelor în convertoarele cu comutaţie naturală se face la trecerea naturală prin zero a curentului care le străbate. Chopperele şi invertoarele autonome sunt convertoare cu comutaţie "comandată". Convertoarele matriciale sunt o clasă specială de convertoare statice ce s-au dezvoltat în ultimul timp. Acestea pot inlocui stadiile multiple de conversie şi stocare a energiei electrice printr-o legatură “matricială”, cu ajutorul unor module de dispozitive de putere ce pot asigura parcurgerea bidirecţională de curent, conectate de la fiecare fază a intrării la fiecare fază a ieşirii. Acest tip de convertor are câteva caracteristici particulare: a. poate asigura circulaţia bidirecţională de putere; b. în lipsa oricărui element de stocare de energie (presupunând randamentul convertorului unitar), puterea activă instantanee la intrare trebuie sa fie egală cu corespondenta ei de la ieşire. Având în vedere faptul că parametrii energiei electrice de la intrare şi cei de la ieşire sunt de regulă diferiţi, puterile reactive momentane nu pot fi egale. 5 c. intrarea şi ieşirea pot avea orice formă (c.c. sau c.a.), cu unele restricţii: dacă intrarea este o sursă de tensiune, ieşirea trebuie să fie o sursă de curent, sau invers; altfel există riscul conectării în paralel a două surse de acelaşi tip, operaţiune ce poate conduce la distrugerea convertorului. 1.3. Invertoare. Introducere Invertoarele sunt convertoare statice ce transformă energia de curent continuu in energie de curent alternativ de o anumită formă, amplitudine şi frecvenţă. Invertoarele se pot utiliza ca surse de tensiune alternativă de siguranţă sau pentru alimentarea şi reglajul vitezelor maşinilor electrice alternative. Invertorul fiind alimentat de o sursă de curent continuu, pentru a face întreruperea fluxului de energie continuă (a curentului sursei), este nevoie de ventile comandabile sau ventile semicomandabile. Pentru ventilelele comandabile atât intrarea în conducţie cât şi ieşirea din conducţie se poate face prin comandă la momente de timp potrivit alese. Pentru ventilele semicomandabile aprinderea se face prin comandă caz în care stingerea se asigură obişnuit prin utilizarea unor circuite auxiliare sau prin modul de funcţionare al schemei. Ca ventile semicomandabile ale invertoarelor sunt tiristoarele sau ventile din familia acestora (GTO, MCT, triac), iar comandabilele sunt tranzistoarele, bipolare sau cu efect de câmp, (în special tranzistoarele MOS), tranzistoarele cu grilă izolată (IGBT). Fig. 1.2 Schema bloc a unui invertor Deoarece invertoarele comandate necesită comenzi, acestea trebuie să fie formate din două părţi principale: - schema (circuitul, blocul) de forţă - schema (circuitul, blocul) de comandă 6 În general alimentarea circuitului de forţă şi cea a circuitului de comandă sunt separate. În majoritatea cazurilor se asigură o izolare galvanică totală intre forţă şi comandă, fie prin transformatoare de separare a impulsurilor de comandă, fie prin cuplaj optic (optocuploare, fibră de sticlă). Scopul este protecţia circuitului de comandă faţă de tensiunile mari din circuitul de forţă dar şi protecţia la perturbaţii a aceluiaşi circuit de comandă. În Fig. 1.2. este prezentată schema bloc a unui invertor în varianta cea mai întâlnită. Invertoarele pot fi apreciate urmărind: puterea şi frecvenţa maximă, solicitarea ventilelor, comportarea la variaţie a parametrilor sarcinii, gama de reglaj a puterii şi frecvenţei, preţul. O altă clasificare a invertoarelor se poate face după modul de comutare al dispozitivelor electronice astfel: ÷ invertoare cu comutaţie de la sarcină cu comandă prin reacţie autooscilantă – comutaţia dispozitivelor electronice se face cu o frecvenţă apropiată de frecvenţa de rezonanţă a sarcinii; ÷ invertoare cu comutaţie cu comandă externă la care comutaţia este realizată de circuite de comandă, în conformitate cu valorile parametrilor ce se doresc să se obţină la ieşirea invertorului. Clasificarea invertoarelor cu comandă externă se face după mai multe criterii: - După numărul de faze obţinute la ieşirea invertorului: ÷ invertoare monofazate ÷ invertoare trifazate - Dupǎ tipul circuitului intermediar întâlnim douǎ clase de invertoare: ÷ Invertoare de curent dacǎ circuitul intermediar este o inductivitate de valoare importantǎ ce imprimǎ caracter de sursǎ de curent, (Fig. 1.3); ÷ Invertoare de tensiune dacǎ circuitul intermediar are o capacitate de valoare mare ce imprimǎ caracter de sursǎ de tensiune, (Fig. 1.4). Fig. 1.3 Convertor static cu circuit intermediar de curent 7 Fig. 1.4 Convertor static cu circuit intermediar de tensiune - După tipul sarcinii avem : ÷ invertoare de bandă largă; ÷ invertoare de bandă ingustă (rezonante). - După forma semnalului de ieşire avem: ÷ invertoare cu semnal dreptunghiular ; ÷ invertoare cu semnal dreptungiular modulat în durată; ÷ invertoare cu semnal sinusoidal; ÷ invertoare cu sinteză dreptungiulară care aproximează sinusoide prin trepte. - După modul de comandă al dispozitivelor semiconductoare întâlnim: ÷ invertoare comandate cu undă plină (tensiunea de ieşire este de formă dreptunghiulară); ÷ invertoare comandate pe principiul modulării în durată a impulsurilor de comandă, denumite PWM (Pulse Width Modulation = modularea pulsurilor în laţime). La ieşire invertoarele cu semnal dreptunghiular au amplitudinea tensiunii de ieşire fixă şi nu se modifică, iar frecvenţa e variabilă. Această modificare se realizează utilizând un redresor comandat sau un chopper pentru alimentarea invertorului. Invertoarele de tensiune pot fi: - Cu tensiune continuǎ, caz în care redresorul este comandat şi realizeazǎ variaţia tensinunii continui la intrarea invertorului, acesta având funcţia de a produce variaţia frecvenţei; - Cu tensiune continuǎ constantǎ, atunci când redresorul este necomandat, invertorul având funcţia de a produce o tensiune de ieşire de frecvenţǎ şi amplitudine variabile. Acest mod de funcţionare are ca reprezentant tipic procesul modulaţiei în duratǎ a impulsurilor de comandǎ. 8 Fiecare invertor poate fi realizat în diferite variante, o altă clasificare putând fi facută dupǎ tipul circuitelor de stingere astfel: ÷ Invertoare cu circuite de stingere individuale cu tiristor auxiliar; ÷ Invertoare cu stingere autonomǎ comandatǎ prin intrarea în conducţie a altui dispozitiv; ÷ Invertoare cu circuit de stingere comun. 1.4 Invertoare de curent Invertoarele de curent sunt invertoare autonome legate cu sursa de alimentare printr-o inductantă de netezire, astfel încât tiristoarele invertorului comută curentul. La invertoarele de curent se folosesc tiristoare monooperaţionale. Pentru comutaţia tiristoarelor, de obicei se cuplează în paralel cu sarcina un condensator de comutare. În funcţie de metoda de cuplare a condensatorului la sarcină, aceste invertoare se numesc paralele. Schema invertorului de curent monofazat în punte paralel este prezentată în Fig. 1.5. Curentul de intrare al invertorului (curentul sursei E) se poate considera ideal netezit datorită inductanţei mari a filtrului de netezire, . Cu ajutorul impulsurilor de la sistemul de comandă la cuplarea lui şi se formează circuitul de trecere a curentului – – – – – . Sensul curentului în diagonalele punţii este reprezentat în figură. Curentul îşi schimbă sensul la cuplarea lui şi . Datorită comutării periodice asigurate de tiristoare, curentul de intrare se transformă în diagonalele punţii în curent alternativ de formă dreptunghiulară. În cazul sarcinii active tensiunea pe condensator, = se modifică exponenţial cu constanta de timp = C şi, la sfârşitul intervalului, când sunt deschise tiristoarele şi , are polaritatea arătată în Fig 1.5.a, datorită constantei curentului i = . În momentul t2, semnalul de comandă se aplică la electrozii de comandă ai lui şi . La deschiderea acestora, condensatorul de comutare C este cuplat în paralel pe ambele tiristoare, şi , care anterior erau în conducţie. Polaritatea tensiunii pe condensator este astfel, că tensiunea pe tiristoare este în acest caz inversă, curentul prin şi se întrerupe şi tiristoarele îşi refac capacităţile lor de blocare. Când > , datorită reîncărcării condensatorului, tensiunea pe tiristoare, , devine din nou pozitivă. Când = se produce din nou cuplarea lui şi şi decuplarea lui şi . 9 Fig. 1.5 – Schema (a) şi diagramele de timp (b) la invertorul de curent monofazat paralel în punte În schema dată, când curentul de la un tiristor se transferă direct pe altul, are loc comutaţia curentului cu o singură treaptă. Forma şi mărimea tensiunii de ieşire a invertorului şi timpul de blocare a tiristoarelor depind de regimul invertorului, determinat de constanta de timp : cu cât este mai mare , cu atât mai lent variază tensiunea pe sarcină, legea de variaţie se apropie de cea liniară, iar forma tensiunii se apropie de cea triunghiulară. Tensiunea pe diagonalele punţii, este egală în orice moment de timp cu tensiunea pe tiristorul închis. Astfel, când tiristorul este deschis, ( fiind tensiunea pe tiristorul ), iar când este deschis tiristorul , . Când se neglijează pierderile în inductanţă valoarea medie a tensiunii este egală cu E. Având în vedere că : (1.1) 10 La creşterea lui (spre exemplu la creşterea lui ) are loc creşterea palierului negativ al curbei (curba haşurată din Fig. 1.5.b) şi, datorită faptului că ., se observă creşterea palierului pozitiv şi mărirea tensiunii pe sarcină, . Din această cauză, caracteristica externă, pe intervalul respectiv este rapid descrescătoare (Fig 1.6.a). Având în vedere randamentul invertorului , să exprimăm puterea în sarcină prin puterea cedată de sursa E: (1.2) unde este valoarea efectivă a primei armonici a curentului dreptunghiular (Fig. 1.5.b) şi este unghiul de defazare dintre curentul I şi tensiunea . Din descompunerea curentului i în serie Fourier se obţine . Înlocuind această valoare în relaţia (1.2), se obţine: (1.3) Unghiul poate fi determinat din schema echivalentă din Fig. 1.6.b, care arată circuitul prin care trece curentul . Diagrama fazorială pentru schema echivalentă este reprezentată în Fig. 1.6.c. Fig.1.6 – Caracteristica externă (a) schemele echivalente (b, d) şi diagramele de timp (c, e) ale invertorului de curent 11 Coeficientul de sarcină, B, este egal cu raportul dintre curentul în sarcină, şi curentul prin condensatorul C. Astfel avem relaţia: (1.4) Din diagrama vectorială din Fig. 1.6.c, rezultă: (1.5) Introducând relaţia (1.5) în (1.3) se obţine ecuaţia caracteristicii externe (Fig. 1.6.a): (1.6) Pe baza valorii coeficientului de sarcina, B, se poate determina tensiunea relativă de ieşire, şi durata de timp pentru decuplarea tiristoarelor, . În acelaşi fel, se poate construi caracteristica externă a invertorului de curent pentru sarcina activ-inductivă, în care scop se construieşte schema electrică, se determină unghiul | şi valoarea şi se introduce in relaţia (1.3). Se pastrează caracterul abrupt de scădere a caracteristicii externe. O deficienţă a invertoarelor de curent o reprezintă dependenţa puternică a tensiunii pe sarcină in funcţie de caracteristicile acesteia. Pentru stabilizarea tensiunii pe sarcină se folosesc diferite soluţii, dintre care cea mai răspândită este schema invertorului de curent cu aşa-numitul regulator inductiv-tiristor (Fig. 1.7). Fig. 1.7 – Invertor de curent cu regulator inductiv-tiristor 12 In schema invertorului de curent monofazat in punte paralel se introduce suplimentar convertorul reglabil de tensiune variabilă cu sarcină inductivă (elementele , , L). Curentul consumat de acesta are intotdeauna prima armonică defazată faţă de tensiunea . Ampltudinea primei armonici a curentului depinde de unghiul de comanda o, care este egal cu defazarea impulsurilor de comandă pe (sau ) în raport cu momentul de schimbare a polarităţii tensiunii . În Fig. 1.6.d este prezentată schema echivalentă iar în Fig. 1.6.e diagrama fazorială a invertorului din Fig. 1.7. Pe diagrama fazorială apare componenta suplimentară a curentului . Prin reglarea acestuia, datorită modificării unghiului o cu ajutorul sistemului de comandă, se stabileşte curentul pentru care unghiul de defazare, |, dintre curentul i şi tensiunea de sarcină ramâne neschimbat; în acest fel, în conformitate cu expresia (1.3), tensiunea pe sarcină va fi constantă indiferent de modificarea curentului de sarcină. Comparând diagramele fazoriale din Fig. 1.6.c şi 1.6.e, se constată că, la cea de-a doua, curentul de sarcină scade ( creşte), dar datorită curentului , unghiul | rămâne constant şi , ceea ce este reprezentat cu linie punctată în Fig. 1.6.a. La scăderea curentului in sarcină, unghiul de comandă o creşte şi se micşorează. Fig. 1.8 – Invertor de curent trifazat în punte 13 La invertorul din Fig. 1.7 se poate stabiliza unghiul | la alt nivel, de exemplu prin mărirea sa în comparaţie cu valoarea arătată în diagramele din Fig. 1.6.c şi 1.6.e. În acest caz, tensiunea de ieşire a invertorului, pentru aceeaşi tensiune E, va fi mare, însă stabilitatea sa la schimbările parametrilor sarcinii se va păstra. Invertoarele de curent se folosesc frecvent pentru funcţionarea în sarcină trifazată. În Fig. 1.8 se arată schema invertorului de curent trifazat paralel în punte. Tiristoarele invertorului funcţionează în pereche, în aceeaşi ordine ca şi la redresorul trifazat în punte. Invertoarele de curent cu regulator inductiv-tiristor se utilizează frecvent în industrie, De exemplu la agregatele de alimentare fără întrerupere, puterea acestora putând atinge sute de kilowati. Forma tensiunii de ieşire este apropiată de cea sinusoidală, ceea ce uneori permite utilizarea lor fără filtre în partea de curent alternativ. La construcţia invertoarelor de curent cu frecvenţă de ieşire variabilă apar dificultăţi în funcţionarea la frecvenţe joase, pentru că, prin micşorarea frecvenţei, este necesară mărirea capacităţii condensatoarelor de comutaţie. Pentru evitarea acestor dificultăţi se elaborează scheme modificate de invertoare de curent, la care comutaţia curentului de la un tiristor la altul se face in două etape, în care scop, în schemă se introduc tiristoare ajutătoare. Soluţii mai simple se asigură insă în aceste cazuri cu invertoarele de tensiune. 1.5 Invertorul de tensiune Invertoarele de tensiune sunt convertoare autonome, în care tensiunea variabilă în sarcină se formează ca rezultat al cuplării periodice a acesteia cu ajutorul comutatoarelor la sursa de curent continuu; prin intermediul lor, se asigură polaritatea alternativă a impulsurilor de tensiune în sarcină. Invertoarele de tensiune se construiesc cu dispozitive comandate (tranzistoare, tiristoare bioperaţionale, monooperaţionale, înzestrate cu circuite de comutaţie). Schema tipică a unui invertor trifazat de tensiune care alimentează o sarcină inductivă activă (de ex. motor de c.a.) este redată în Fig. 1.9 a), unde dispozitivele electronice de comutaţie comandate sunt simbolizate de întrerupători. Se vede invertorul are trei braţe corespunzător celor trei faze ale tensiunii de ieşire. Fiecare braţ conţine două comutatoare, unul conectat la bara pozitivă a sursei de c.c., celălalt conectat la bara negativă. Se observă în schemă prezenţa diodelor de curent invers legate în paralel cu fiecare dispozitiv de comutaţie, care în anumite etape de funcţionare a invertorului asigură cale de închidere spre sursă a curenţilor din fazele sarcinii. Dioda de multe ori nu apare ca şi o componentă discretă ci este integrată în dispozitivul de comutaţie. 14 Pentru generarea sistemului trifazat de tensiuni comanda comutatoarelor se face decalat cu π/3 în secvenţa numerotării dispozitivelor (T 1 -T 2 -T 3 -T 4 -T 5 -T 6 ) rezultând un decalaj de 2π/3 între comutatoarele din partea pozitivă a punţii T 1 -T 3 -T 5 şi acelaşi decalaj de 2π/3 între comutatoarele din partea negativă a punţii T 2 -T 4 -T 6 cum se vede pe Fig. 1.9 b). Liniile îngroşate reprezintă starea de conducţie a dispozitivelor. Din condiţia că nu pot fi comandate simultan cele două comutatoare de pe acelaşi braţ al invertorului (pentru a evita scurtcircuitarea sursei), rezultă că durata maximă cât poate conduce un comutator este π radiani. Cu această strategie de comandă tensiunea de linie pe bornele sarcinii se va compune din pulsuri de amplitudine U d respectiv -U d separate de o pauză. Tensiunile de fază vor fi compuse din pulsuri de ±2U d /3 şi ±U d /3 fără pauze cum se vede pe Fig. 1.9b). a) b) Fig. 1.9. a) Schema de principiu a unui invertor trifazat de tensiune şi b) diagrama de comandă (sus), şi formele de undă a tensiunii de linie între fazele R-S (mijloc), a tensiunii de fază şi a curentului din faza R (jos). Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie este: d U π 6 ef1 U = , iar valoarea efectivă a tensiunii de linie este : d U 3 2 ef U = i d u RS U d T 1 i T1 i D1 D 6 T D 3 T 3 i T3 i D3 D 4 i D4 T 4 i T4 D 1 i D6 i T6 T 6 T 5 i T5 i D5 D 2 i D2 T 2 i T2 D 5 R C ~ ~ ~ S 2 U d 2 U d u ST u R u S u T + - t et et u RS U d 2t T1 T3 T5 T2 T4 T6 T6 T1 T5 c o m a n d a N P et -U d 0 et u R, i R 2U d /3 U d /3 0 -2U d /3 -U d /3 u Rf1 u R i R 15 Se vede, valoarea efectivă a tensiunii alternative aplicate sarcinii poate fi modificată prin modificarea amplitudinii tensiunii U d a sursei de c.c. de alimentare a invertorului (de exemplu, prin folosirea unui redresor comandat), deci prin modulare de amplitudine. Frecvenţa tensiunii sarcinii este stabilită de frecvenţa secvenţei impulsurilor de comandă. 1.5.1 Invertoare monofazate de tensiune O primă variantă de stingere este cunoscută sub numele de invertor Bedford – McMurray, Fig. 1.10, fiind un invertor cu stingere autonomă. Circuitele de stingere sunt realizate din semibobinele cuplate magnetic 2 L şi capacităţile 4 1 C ... , C , identice ca valoare. Se consideră, Fig. 1.11, că invertorul este comandat cu undă dreptunghiulară. Sarcina Z este de tip R+L, ceea ce face ca variaţia curentului de sarcină (t) 0 i să fie de forma din Fig. 1.11. Pe intervalul [0, t 2 ] sunt comandate tiristoarele T 1 şi T 4 . Pe primul interval [0, t1], 0 (t) 0 i < , conducţia se închide prin diodele D 1 şi D 4 . Există evident relaţia: 0 3 i 2 i i i 4 i 1 i 5 i = = = = = (1.7) Pe intervalul [t 1 , t 2 ], T 1 şi T 4 intră în conducţie, 0 (t) 0 i > , relaţia (1.7) rămânând valabilă. Fig. 1.10. Invertor monofazat Bedford - McMurray Pe întreg intervalul [0, t 2 ], condensatoarele C 1 şi C 4 , având practic tensiune nulă la borne, sunt descărcate. În acelaşi timp, condensatoarele C 3 şi C 4 sunt încărcate, cu polaritatea din desen, la valorile: 16 d V 3 C u 2 C u ~ = (1.8) În momentul t 2 , când primesc comanda de intrare în conducţie T 2 şi T 3 , condensatoarele C 3 şi C 4 se descarcă rapid prin tiristoare şi semibobinele 2 L . Ca urmare a cuplajului magnetic dintre semibobine, în anozii tiristoarelor T 1 şi T 4 se aplică tensiunile de inducţie mutuală negative din semibobinele 2 L , forţând ieşirea din conducţie a acestora. În continuare, conducţia şi blocarea se produce asemănător, inversându-se rolul condensatoarelor şi tiristoarelor. Invertorul poate fi folosit şi cu regimurile de comandă PWM, cu precauţia de frecvenţă de comutare, care să permită regimurile tranzitorii de încărcare şi descărcare a capacităţilor. Fig.1.11 Formele de undă pentru invertorul Bedford – McMurray 17 O a doua variantă de stingere, Fig. 1.12, este cunoscută sub numele de invertor McMurray, fiind un invertor cu stingere independentă. Fig.1.12. Invertorul McMurray. În Fig. 1.12 se recunoaşte imediat invertorul monofazat în punte format din tiristoarele T 1 ,…, T 4 , diodele D 1 , …, D 4 . Circuitele acumulatoare de energie L-C sunt conectate pentru stingerea prin tiristoare auxiliare 4 1 i i T ,..., T , de putere mult mai mică decât cele ale invertorului. Fig. 1.13. Diagrama de semnale pentru invertorul McMurray. 18 Diagramele de forme de undă pentru comandă şi ieşire sunt prezentate în Fig. 1.13. În Fig. 1.13, a şi b sunt prezentate intervalele de comandă pentru perechile de tiristoare T 1 , T 4 , respectiv T 2 , T 3 . În Fig. 1.13, c şi d sunt redate comenzile pentru tiristoarele auxiliare. Se constată că la 0 t = sunt comandate simultan perechile de tiristoare 1 i 1 T T ÷ şi 4 i 4 T T ÷ . Prin T 1 şi T 4 se închide curentul de sarcină ) t ( i 0 , respectiv se furnizează tensiunea ) t ( v 0 pe aceasta, Fig. 1.13 – e, sarcina fiind de tipul R+L. În acelaşi timp prin perechile 1 T , 1 i T , respectiv, 4 T , 4 i T începe încărcarea condensatoarelor 1 C şi 2 C , tensiunea pe 1 C , ) (t u 1 C fiind prezentată în Fig. 1.13–f. Circuitul LC fiind oscilant, tiristoarele 2 i T , 3 i T se autoblochează în momentul în care circuitul de încărcare se anulează, moment când: d V 2 C u 1 C u = = , (1.9) Următoarea etapă are loc la: Δt 2 T 1 t ÷ = (1.10) Comanda tiristoarelor principale este întreruptă înainte de 2 T din motive cunoscute, al evitării scurtcircuitării sursei, numită şi conducţie „în cros” („în cruce”). Simultan sunt comandate în impuls tiristoarele auxiliare 1 i T şi 4 i T . Condensatoarele C 1 şi C 2 se descarcă prin 1 D şi 1 i T , respectiv, D 4 şi 4 i T , furnizând aşa-numitul „curent de comutaţie” C i . Curentul printr-o diodă va fi: 0 i C i D i ÷ = (1.11) În acelaşi timp tiristoarele principale 1 T şi 4 T se blochează datorită căderii de tensiune de la bornele diodelor antiparalel cu acestea. În acelaşi timp condensatoarele C 1 şi C 2 încep să se descarce. La trecerea prin zero a tensiunii pe condensatoare, curentul de comutaţie, ca urmare a caracterului oscilant al circuitului LC, este nenul păstrând în conducţie tiristoarele auxiliare 1 i T şi 4 i T . Tensiunea pe condensatoarele C 1 şi C 2 schimbă de sens, acestea reîncărcându-se la d V cu polaritatea schimbată faţă de cea din Fig. 1.12. La sfârşitul intervalului Δt , practic T 1 şi T 4 se blochează şi intră în conducţie, primind comandă, 2 T şi 3 T . Curentul de reîncărcare a condensatoarelor C 1 şi C 2 comută pe 2 T şi 3 T , închizându-se de la d V prin 1 i T , 4 i T . În felul acesta, condensatoarele sunt pregătite pentru blocarea conducţiei tiristoarelor 2 T şi 3 T la sfârşitul perioadei T. 19 Cel de al doilea impuls de comandă furnizat de perechile 1 i T , 4 i T , respectiv, 2 i T , 3 i T , are rol la amorsarea conducţiei prin invertor, având ca rol asigurarea încărcării condensatoarelor la începerea funcţionării invertorului. Schema este mai avantajoasă decât cea a invertorului Bedford – McMurray ca urmare a faptului că prin tiristoarele principale circulă numai curentul de sarcină, curentul de comutaţie nu depinde de sarcină, iar randamentul conversiei superior ca urmare a circuitului de închidere a curenţilor de comutaţie. Schema poate să funcţioneze şi la frecvenţe mari, până la 5 KHz, precauţiile fiind aceleaşi ca mai sus. 1.5.2 Invertoare trifazate de tensiune Pentru invertoarele trifazate de tensiune se utilizează variantele monofazate cu stingere autonomă sau independentă, cu adaptările necesare funcţionării trifazate. Pentru invertoarele cu stingere independentă există mai multe variante: - Cu circuit de blocare separat pe fiecare fază şi condensator unic. Această schemă provine de la invertorul monofazat McMurray, Fig. 1.12, prin adăugarea celui de al treilea braţ, identic cu primele două, pentru asigurarea funcţionării trifazate. În principiu, funcţionarea invertorului şi proprietăţile sunt cele ale invertorului McMurray. - Cu circuit de blocare separat şi condensator divizat, Fig. 1.14. în figură este prezentat numai un braţ, corespunzător fazei A de ieşire. Celelalte braţe, pentru fazele B şi C sunt identice. Funcţionarea invertorului este asemănătoare cu cea a invertorului McMurray, diagrama de comandă fiind prezentată în Fig. 1.15. Diferenţa constă în faptul că există câte un condensator separat pentru blocarea conducţiei fiecărui tiristor principal, C 2 , pentru T 1 , C 1 pentru T 2 . Fig. 1.14. Invertor cu circuit de blocare separat şi condensator divizat. 20 Fig. 1.15. Diagrama de comandă pentru invertor - Cu circuit de blocare şi condensator unic, Fig. 1.16. Condensatoarele C 0 au rolul de a crea punctul median 0 al sursei d V . Este deci necesar ca: C 0 C >> (1.12) Tiristoarele auxiliare 6 1 i i T ,..., T au rolul de a conecta sursa de blocare pe tiristoarele principale 6 1 T ,..., T , după o diagramă asemănătoare cu cea din Fig. 1.15, extinsă pentru trifazat. Fig. 1.16. Invertor de tensiune cu circuit de blocare şi condensator unic. 21 Tiristoarele ' T şi " T au rolul de a permite supraîncărcarea condensatoarelor C cu o polaritate sau alta. Blocarea conducţiei unui tiristor se realizează în doi timpi, ca la tiristorul McMurray. În primul timp se descarcă condensatorul C pe ansamblul tiristor – diodă aflat în conducţie, iar în timpul al doilea se reîncarcă C cu polaritatea inversată, pregătitor pentru blocarea următorului tiristor succesiv electric. Inductivitatea " L are rolul de a evita variaţia bruscă, gradientul mare al curentului de comutaţie la trecerea acestuia de pe circuitul de blocare, tiristorul principal, perioada de recuperare. Varianta păstrează toate proprietăţile invertorului McMurray. Se realizează şi o variantă la care condensatorul C este divizat în două condensatoare egale ca în schema 1.14, în acest caz nemaifiind necesare cele două condensatoare C 0 . Stingerea autonomă se realizează de asemenea în mai multe variante: - Schema cu condensator de blocare pe fiecare fază derivă din cea a invertorului Bedford – McMurray, în sensul că se completează schema invertorului monofazat din Fig. 1.10 cu un al treilea braţ identic pentru generarea fazei C. Funcţionarea este asemănătoare, cu diferenţa generării unei comenzi trifazate, de tip undă dreptunghiulară sau PWM. - Schema cu condensator de blocare între faze este prezentată în Fig. 1.17. Fig. 1.17. Invertor cu condensator de blocare între faze. Condensatoarele de blocare sunt 62 12 C ,..., C , conectate între fazele invertorului. Bobinele L sunt identice şi cuplate magnetic. Se presupune că, condensatorul 13 C este încărcat într-o fază anterioară cu polaritatea din desen. Blocarea lui 1 T se produce la intrarea în conducţie a tiristorului 3 T , succesiv electric lui 1 T . Condensatorul 13 C se descarcă prin 22 circuitul 1 T şi 3 T . Curentul de descărcare are sens contrar celui de sarcină prin 1 T şi ca urmare va produce blocarea conducţiei acestuia. Reîncărcarea condensatorului 13 C cu aceeaşi polaritate se realizează în continuarea descărcării prin circuitul borna +, 3 T , 13 C , ' 1 D , 1 L , 4 L , 1 D , pe seama energiei acumulate în circuitul oscilant 1 L , 2 L , 13 C . Diodele de tip ' D au rol dublu. Pe de o parte, la anularea curentului de încărcare, când datorită caracterului oscilant al circuitului 1 L , 4 L , 13 C , tensiunea pe condensator este maximă, blochează curentul de încărcare păstrând condensatorul încărcat la tensiunea maximă. Pe de altă parte se evită descărcarea acestora pe impedanţa sarcinii. Dezavantajul principal al schemei constă în faptul că inductivităţile circuitelor de încărcare ale condensatoarelor, 6 1 L ,..., L , sunt parcurse de curentul de sarcină, deci vor avea o dimensiune importantă, iar încărcarea condensatoarelor va fi influenţată de curentul de sarcină. Asemănător se realizează şi invertoare de curent cu stingere autonomă. 1.6 Invertoare PWM 1.6.1 Concepte fundamentale ale invertoarelor PWM de tensiune În invertoarele PWM, tensiunea continuă de intrare este menţinută constantă, acest lucru se poate realiza utilizând un redresor cu diode, ce redresează tensiunea sursei de alimentare. Invertorul trebuie sa controleze amplitudinea şi frecvenţa tensiunii alternative de ieşire, acest lucru obţinându-se utilizând modularea în durată (PWM) a impulsurilor cu care se comandă comutatoarele invertorului si din această cauză aceste invertoare mai sunt numite invertoare PWM. În cazul invertoarelor amplitudinea tensiunii de ieşire (tensiunea este sinusoidală) şi frecvenţa trebuie să fie controlate impreună. Semnalele de comutaţie se obţin în urma comparării undei sinusoidale de frecvenţă dorită cu o undă triunghiulară. Frecvenţa undei de formă triunghiulară stabileşte frecvenţa de comutaţie a invertorului şi este in general păstrată constantă impreună cu amplitudinea sa. Pentru ilustrarea conceptelor fundamentale referitoare la invertoarele PWM de tensiune, se consideră structura de bază prezentată în Fig. 1.18. Acest invertor este format dintr-un singur braţ (notat A), iar sarcina este conectată între punctual median al braţului şi punctual median al divizorului capacitiv de la intrare. Dacă capacităţile condensatoarelor sunt egale şi de valori suficient de mari, atunci potenţialul punctului O (măsurat faţă de punctual N) este constant şi egal cu , indiferent de sensul şi mărimea curentului de sarcină . 23 Fig. 1.18 Invertor monofazat “braţ de punte” Astfel tensiunea de ieşire a convertorului este dictată de starea instantanee a dispozitivelor, existând, următoarele variante: (a) , dacă în conducţie şi blocat; (b) , dacă în conducţie iar blocat. Fig. 1.19 Modularea PWM sinusoidală 24 Comanda PWM a braţului invertorului are în vedere compararea unui semnal periodic triunghiular cu o tensiune de control sinusoidală (a cărui frecvenţă este egală cu frecvenţa dorită la ieşire), conform Fig. 1.19. Starea dispozitivelor braţului este dictată de comparaţia dintre şi în maniera următoare: ÷ conduce iar este blocat dacă ; ÷ conduce iar este blocat dacă . În continuare se definesc următoarele noţiuni: ÷ semnalul triunghiular se numeşte undă purtătoare (modulată) iar frecvenţa acestui semnal, egală cu frecvenţa de comutaţie a dispozitivelor, se numeşte frecvenţă purtătoare ; ÷ tensiunea de control se numeşte undă modulatoare, iar frecvenţa acesteia, egală cu frecvenţa dorită la ieşire, se numeşte frecvenţă modulatoare ; ÷ indicele de modulare în amplitudine, definit ca fiind raportul dintre amplitudinea tensiunii de control şi amplitudinea semnalului triunghiular; ÷ indicele de modulare in frecvenţa, definit ca fiind raportul dintre frecvenţa purtătoare si frecvenţa modulatoare: Funcţionarea structurii de bază de invertor PWM poate fi rezumată la următoarele concluzii: 1. Tensiunea instantanee de ieşire nu este sinusoidală, deci va conţine o componentă fundamentală şi armonici superioare. Teoretic, frecvenţele armonicilor sunt date de relaţia: (1.12) Conform ecuaţiei (1.12), armonicele de ieşire apar in benzi de frecvenţă centrate în jurul frecvenţei de comutaţie şi a multiplilor acesteia. În plus, pentru valori impare ale lui j, armonicile apar numai pentru valori pare ale lui k, în timp ce pentru valori pare ale lui j, armonicile există numai pentru valori impare ale lui k. În general, în literatura de specialitate sunt date în tabele valorile normate ale armonicilor , în funcţie de indicele de modulare . Aceste tabele se folosesc pentru a determina amplitudinile armonicilor de ieşire în funcţie de tensiunea de intrare (în acest caz ). 25 2. Amplitudinea componentei fundamentale este egală cu , dacă este îndeplinită condiţia . Dacă este suficient de mare, atunci tensiunea sinusoidală de control este cvasiconstantă pentru o perioada de comutaţie . Rezultă că, pentru o perioadă de comutaţie, valoarea medie a tensiunii de ieşire este dată de relaţia: (1.13) Deoarece tensiunea de control variază sinusoidal de la o perioadă de comutaţie la alta, rezultă că se poate defini o “tensiune medie instantanee de ieşire”, definite de ecuaţia (1.13) care de fapt este egală cu componenta fundamentală a tensiunii de ieşire . Înlocuind în ecuaţia (1.13) expresia tensiunii de control e , se obţine: e e (1.14) În concluzie, dacă amplitudinea componentei fundamentale variază liniar cu indicele de modulare în amplitudine . Din acest motiv, gama de variaţie a lui între 0 şi 1 se mai numeşte şi gama liniară. 3. Indicele de modulare în frecvenţă trebuie să fie întreg impar Dacă în Fig. 1.19. ( se consideră ca origine a timpului trecerea prin zero spre valori negative a fundamentalei, atunci tensiunea instantanee de ieşire prezintă atât simetrie impară ( ), cât şi simetrie impară la jumătate de perioadă de comutaţie . Din acest motiv, tensiunea instantanee de ieşire va conţine numai armonici impare. În plus, coeficienţii termenilor în cosinus din dezvoltarea în serie Fourier sunt nuli, deci vor exista numai armonici impare în sinus. 4. Datorită influenţei reduse a armonicilor superioare asupra uni motor, se recomandă obţinerea unui indice de modulare în frecvenţă cât mai ridicat, fapt ce necesită utilizarea unor dispozitive semiconductoare rapide (IGBT, MOSFET). 5. Pentru valori reduse ale lui , este necesară sincronizarea tensiunii de control cu semnalul triunghiular, de unde apare denumirea de comandă PWM sinusoidală sincronizată. În plus, se recomandă ca trecerile comune prin zero ale semnalelor şi să se facă cu pante de semne contrare (ca în Fig. 1.19). 26 1.6.2 Supramodularea Un neajuns al comenzii PWM prezentate, pentru care , este că amplitudinea maximă a fundamentalei este egală cu . Acest inconvenient poate fi depăşit prin creşterea indicelui de modulare în amplitudine peste 1, rezultând de aici aşa-numita supramodulare. La valori mari ale lui , egalitatea dintre semnalul triunghiular şi tensiunea de control are loc numai la trecerile comune prin zero ale acestora. Din acest motiv, tensiunea instantanee de ieşire degenerează într-o formă de undă alternativă dreptunghiulară, conform Fig. 1.20. Din analiza Fourier, amplitudinea fundamentalei este: t (1.15) Amplitudinea armonicii de ordin al h va fi: t (1.16) unde h ia numai valori impare. Dezavantajul principal al supramodulării este un conţinut important de armonici joase. În plus, amplitudinea fundamentalei nu va mai varia liniar cu conform dependenţei din Fig. 1.21. Fig. 1.20 27 Fig. 1.21 1.6.3 Invertoarele PWM trifazate O sarcină trifazată poate fi alimentată prin intermediul a trei invertoare monofazate în punte, comandate astfel încât componentele fundamentale ale tensiunilor de ieşire ale acestora să fie decalate între ele cu electrice. Acest mod de alimentare impune accesul la nulul sarcinii sau folosirea unui transformator de ieşire. În plus, această soluţie necesită dispozitive semiconductoare de putere controlabile. Din motivele mai sus amintite, cea mai cunoscută şi utilizată structură de invertor PWM trifazat are în vedere folosirea a numai 6 dispozitive de putere controlabile aranjate într-o topologie cu 3 braţe, conform Fig. 1.22. Conform Fig. 1.22., sarcina trifazată este conectată la ieşirile celor 3 braţe, notate cu A, B şi C. Dacă sarcina are neutrul accesibil, atunci există posibilitatea conectării acestuia conform legăturii reprezentată în Fig. 1.22. cu linie punctată. Pentru a obţine tensiuni alternative, filtrul capacitiv de la intrare este înlocuit cu un divizor capacitiv şi simetric, iar fazele sarcinii vor fi conectate între bornele de ieşire ale braţelor invertorului şi punctul median 0 al divizorului capacitiv. În consecinţă, invertorul trifazat este format din trei invertoare monofazate ce funcţionează cu defazare de electrice între ele. 28 Fig. 1.22 În continuare, se consideră cazul în care sarcina trifazată are neutrul izolat. În mod analog cu funcţionarea invertoarelor monofazate, obiectivul invertoarelor trifazate este de a obţine şi controla în amplitudine şi frecvenţă trei tensiuni de linie ce formează un sistem trifazic simetric. Pentru aceasta, controlul PWM ale acestor invertoare se realizează prin compararea unui semnal triunghiular periodic cu trei tensiuni de control de aceeaşi frecvenţă şi amplitudine dar decalate între ele cu electrice, conform formelor de undă din Fig. 1.23. Dacă se consideră ca origine a timpului trecerea prin zero spre valori pozitive a tensiunii , atunci: π π (1.17) 29 Fig. 1.23 În Fig. 1.23 este pus în evidenţă modul de obţinere al tensiunii instantanee de linie Comparaţia dintre şi controlează braţul A, în timp ce braţul B este controlat de comparaţia dintre şi . Valorile medii ale tensiunilor şi sunt egale şi se vor anula reciproc în tensiunea de linie care nu va conţine componenta continuă. Funcţionarea invertorului trifazat din Fig. 1.23. poate fi rezumată la următoarele concluzii: 1. Dacă atunci valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie la ieşirea unui invertor trifazat este egală cu 0,612 . Din Fig. 1.22. tensiunile şi pot fi exprimate în funcţie de potenţialul punctului median fictiv O al divizorului capacitiv: (1.18) 30 Rezultă că: (1.19) Astfel putem scrie următoarea relaţie: (1.20) În concluzie, dacă valoarea efectivă a componentei fundamentale a tensiunii de linie variază liniar cu indicele de modulare în amplitudine. În mod analog cu cele discutate la invertorul monofazat, gama de variaţie a lui între 0 şi 1 se numeşte gama liniară. 2. Indicele de modulare în frecvenţă trebuie să fie întreg impar şi multiplu de 3 Un indice de modulare în frecvenţă impar va conduce la apariţia, în spectrul tensiunilor fictive şi , numai de armonici impare în sinus. Având in vedere că diferenţa de fază dintre fundamentalele tensiunilor şi este de electrice, rezultă că diferenţa de fază dintre armonicile de ordin din cele două tensiuni este de ( ). Dacă este multiplu de 3, atunci această diferenţă de fază devine deci armonicile de ordin se anulează în tensiunea de linie. 3. Datorită influenţei reduse a armonicilor superioare asupra unui motor, se recomandă obţinerea unui indice de modulare în frecvenţă cât mai ridicat, fapt ce necesită utilizarea unor dispozitive semiconductoare rapide (IGBT, MOSFET). 4. Pentru valori reduse ale lui , este necesară sincronizarea tensiunii de control cu semnalul triunghiular, de unde apare denumirea de comandă PWM sinusoidală sincronizată. În plus, se recomandă ca trecerile comune prin zero ale semnalelor şi să se facă, cu pante de semne contrare (ca în Fig. 1. 23). 31 Cap. 2. Maşina asincronă 2.1. Generalităţi. Construcţia maşinilor asincrone Maşina asincronă este cel mai des folosită în acţionările industriale în regim de funcţionare ca motor datorită simplităţii construcţiei şi fiabilităţii mari în exploatare. Prima variantă constructivă de maşină asincronă este atribuită lui Galileo Ferraris care a realizat în anul 1885 un motor asincron bifazat cu rotorul din cupru masiv. În anul 1890 Dolivo Dobrowolski realizează primele motoare asincrone, capabile să fie folosite în acţionări industriale şi a căror construcţie, în principiu, este asemănătoare cu a motoarelor fabricate în prezent. Maşina asincronă se compune dintr-un stator prevăzut cu o înfăşurare monofazată sau polifazată şi un rotor realizat în două variante constructive: bobinat şi cu înfăşurare în scurtcircuit sub formă de colivie simplă sau multiplă. În Fig. 2.1 este prezentat un rotor în scurtcircuit, secţionat (a) şi înfăşurarea în colivie (b). Fig 2.1. Rotor în scurtcircuit şi colivie rotorică. Principalele elemente componente ale rotorului în colivie sunt: 1 – ax; 2 – crestături rotorice; 3 – inele de scurtcircuitare; 4 – bare cu rol de conductoare active; 5 – miezul feromagnetic; 6 – aripioare pentru ventilaţie prinse de inelele de scurtcircuitare. Barele sunt realizate din cupru sau aluminiu turnat sub presiune în crestături de diverse forme. 32 Motorul asincron cu rotor bobinat are atât statorul cât şi rotorul prevăzut cu câte o înfăşurare polifazată, în mod obişnuit înfăşurare trifazată. Condiţia obligatorie pentru realizarea conversiei electromecanice a energiei este egalitatea numărului de poli la cele două înfăşurări. Accesul la rotor se face prin intermediul inelelor de contact confecţionate din bronz, la care sunt legate capetele înfăşurării pe care calcă trei perii din grafit şi la care se leagă un reostat de pornire ce urmează să fie scurtcircuitat când rotorul ajunge la viteza de regim. Fig. 2.2 Secţiune transversală printr-un motor cu rotorul în scurtcircuit; În Fig. 2.2 este prezentată o secţiune longitudinală în motorul asincron cu rotorul în scurtcircuit. Principalele părţi componente sunt: 1 – ax; 2 – scuturi cu lagăre; 3 – înfăşurarea statorului; 4 – carcasa; 5 – miezul feromagnetic al statorului; 6 – inel de ridicare; 7 – miezul feromagnetic; 8 – înfăşurarea rotorică. Fig. 2.3 Secţiune transversală printr-un motor cu rotorul bobinat. 33 În Fig. 2.3 este prezentată o secţiune longitudinală în motorul asincron cu rotorul bobinat. Principalele părţi componente sunt: 1 – ax; 2 – scuturi cu lagăre; 3 – înfăşurarea statorului; 4 – carcasa; 5 – miezul feromagnetic al statorului; 6 – inel de ridicare; 7 – miezul feromagnetic; 8 – înfăşurarea rotorică; 9 – perii; 10 – inele. În afara elementelor constructive principale, maşina asincronă are, în funcţie de destinaţie, de sistemul de răcire, de tipul şi forma constructivă, de putere şi tensiune, o serie de elemente constructive şi accesorii necesare unei bune funcţionări. Chiar în cele două figuri (fig. 2.2 şi fig. 2.3) se pot observa canale de ventilaţie radiale (statorul şi rotorul au circuitul feromagnetic realizat din pachete de tole) şi axiale precum şi ansamblul plăcilor de borne. Sistemul de ventilaţie este în strânsă legătură cu tipul de protecţie al motorului iar soluţia adoptată este impusă în primul rând de puterea motorului. Sistemul de ventilaţie axial, inclus în tipul de ventilaţie interioară, se aplică la motoare asincrone cu puteri de câteva sute de kW şi este prezentat schematic în Fig. 2.4. Principalele părţi component sunt: 1 – ax; 2 – lagăr; 3 – scut; 4 - orificiu de evacuare a aerului; 5 - miez stator; 6 - înfăşurare stator; 7 – colivie rotor; 8 - inele de scurtcircuitare; 9 - fereastră de admisie; 10 - fereastră de evacuare. Aerul intră prin partea opusă acţionării şi se ramifică pe trei căi: canale stator, întrefier, canale rotor. La puteri mari se folosesc şi schimbătoare de căldură. Fig. 2.4 Secţiune printr-un motor cu ventilaţie axială unilaterală. 34 2.2. Principiul de funcţionare a motoarelor asincrone Motorul asincron trifazat este fără îndoială cel mai folosit motor în acţionări electrice, fiindcă: - se poate cupla direct la reţeaua alternativă trifazată de alimentare; - este robust, sigur în funcţionare; - la sarcini nominale, viteza de rotaţie este practic constantă, independentă de sarcină; - la aceeaşi putere şi turaţie este maşina cea mai ieftină (faţă de motoarele de curent continuu cu aproximativ 50%), are greutatea şi momentul de inerţie cel mai mic. Fie un stator de maşină asincronă având o înfăşurare trifazată cu doi poli. Cele trei faze ale înfăşurării trifazate ocupă fiecare câte o treime din crestăturile statorului. Unghiul dintre conductoarele de ducere şi întoarcere ale aceleiaşi faze va fi de geometrice (pentru a avea aceeaşi poziţie în câmp) iar unghiul dintre conductoarele de ducere ale unei faze şi conductoarele de ducere ale fazei următoare va fi de geometrice. Pentru simplificare vom reprezenta înfăşurarea trifazată statorică ocupând doar două crestături pentru fiecare fază (una pentru conductorul de ducere iar cealaltă pentru conductorul de întoarcere) ca în Fig.2.5. Începuturile înfăşurărilor de fază se marchează cu A, B, C iar sfârşiturile cu X, Y, Z. Literele mari se utilizează pentru stator iar cele mici pentru rotor. Conexiunea înfăşurării trifazate poate fi în stea sau în triunghi. Convenim să considerăm un curent pozitiv atunci când pătrunde prin conductoarele de început ale fazei şi părăseşte înfăşurarea fazei prin conductoarele de sfârşit. Fig. 2.5. Explicativă la producerea câmpului magnetic învârtitor. 35 La momentul =0, curentul =0, şi şi figurăm pe desen sensurile acestor curenţi. Trasăm, utilizând regula burghiului drept, spectrul liniilor de câmp ale câmpului magnetic produs de aceşti curenţi. Pentru acest moment, spectrul liniilor de câmp este acela al unui solenoid (bobină), având drept axă, axa înfăşurării fazei A. Câmpul, în interiorul solenoidului, are direcţia A – X. La momentul curentul >0, şi . Procedând în acelaşi mod determinăm din nou poziţia câmpului (fig. 2.5.). Acum direcţia va fi Z – C. Procedând în acelaşi mod pentru celelalte momente: , , … , se poate observa că în timpul unei perioade T, a curentului – în planul i(t) – câmpul magnetic execută în spaţiu o rotaţie. Unghiurile et determinate în planul timpului se măsoară în grade electrice iar unghiurile din spaţiu se măsoară în grade geometrice. Cele prezentate corespund cazului când maşina are 2 poli (N şi S) deci o singură pereche de poli (p = 1). Dacă fiecare fază ar avea două bobine ocupând câte un sfert din periferia indusului, astfel încât curenţii să producă alternativ poli N şi S la periferia statorului, câmpul magnetic ar avea două perechi de poli (p = 2). În acestă situaţie între conductoarele de ducere şi de întoarcere vor fi: , iar între conductoarele de ducere a unei faze şi conductoarele de ducere a fazei următoare vor fi: . În general, pentru un număr oarecare, p, de perechi de poli, unghiurile corespunzătoare vor fi ( ) şi respectiv (120 ). Din cele prezentate rezultă că legătura dintre un unghi măsurat în grade electrice şi un unghi măsurat în grade geometrice este: (2.1) Derivând relaţia (2.1) rezultă: , cu se obţine: (2.2) unde: este pulsaţia curentului alternativ de frecvenţă ; este viteza unghiulară a câmpului magnetic învârtitor. Exprimând relaţia (2.2) în funcţie de frecvenţa f 1 şi de turaţia n 1 exprimată în rot/min se obţine: (2.3) 36 În concluzie: o înfăşurare trifazată imobilă parcursă de un sistem trifazat simetric de curenţi produce un câmp magnetic învârtitor care se roteşte în spaţiu cu turaţia , unde este frecvenţa curentului alternativ de alimentare a înfăşurării iar p este numărul de perechi de poli ai câmpului magnetic învârtitor. Fig. 2.6. Funcţionarea motorului asincron Miezul rotoric de formă cilindrică este realizat tot din tole de oţel electrotehnic, de grosime 0,5 mm, la periferia căruia sunt practicate în mod uniform crestături în care se plasează înfăşurarea rotorică (Fig. 2.7). Fig. 2.7 Formele de crestături ale motorului asincron cu rotorul în scurtcircuit Înfăşurarea rotorică prezintă următoarele forme constructive: - înfăşurare trifazată formată din trei înfăşurări de fază conectate de obicei în stea, decalate la periferia rotorului cu unghiul 2π/3p, alcătuite din bobine plasate în crestături. 37 Capetele libere ale înfăşurărilor de fază sunt legate fiecare la câte un inel din material conductor. Cele trei inele sunt izolate unul faţă de celălalt şi toate faţă de arborele rotoric, dar se rotesc solidar cu rotorul. Pe fiecare inel freacă câte o perie legată la bornele din cutia de borne a maşinii. Aceste maşini se numesc cu rotorul bobinat; - înfăşurare rotorică sub forma unei colivii de veveriţă, adică a unui ansamblu de bare din material conductor care umple crestăturile rotorice de formă adecvată şi scurtcircuitate la ambele capete. Aceste maşini se numesc cu rotorul în scurtcircuit sau în colivie şi se construiesc în trei variante principale, prezentate şi în Fig. 2.7. Câmpul magnetic învârtitor al statorului induce în înfăşurarea trifazată a rotorului în repaus, tensiuni electromotoare, care în cazul circuitului rotoric închis, dau naştere unui sistem trifazat de curenţi, cu pulsaţia e . Forţele Lorentz, care acţionează asupra conductoarelor înfăşurării rotorice parcurse de curent şi aflate în câmpul învârtitor statoric, produce cuplul electromagnetic M em în sesul câmpului învârtitor. Când > , rotorul începe să se rotească în sensul câmpului învârtitor statoric şi accelerează cât timp > . La o viteză unghiulară a rotorului Ω< , pulsaţia tensiunii electromotoare induse şi a curenţilor din înfăşurările de fază al rotorului va fi: e (2.4) Întroducem noţiunea de alunecare, definită prin relaţia , (2.5) şi rezultă că atunci când motorul asincron este în mişcare e respectiv (2.6) Sistemul trifazat de curenţi, de frecvenţă , din înfăşurarea trifazată din rotor, produce la rândul lui un câmp magnetic învârtitor, care se roteşte faţă de rotor cu viteza unghiulară e sau cu turaţia (2.7) Dar rotorul se roteşte cu viteza unghiulară Ω faţă de stator şi ca urmare câmpul învârtitor rotoric se va roti faţă de stator cu viteza unghiulară: (2.8) Rezultă: în întrefierul motorului asincron avem câmpul învârtitor statoric care se roteşte faţă de stator cu viteza unghiulară de sincronism şi câmpul învârtitor rotoric care se roteşte faţă de stator tot cu . Cele două câmpuri se compun într-un câmp învârtitor rezultant de flux Φ, care se roteşte faţă de stator cu viteza unghiulară de sincronism Ω . 38 Viteza unghiulară Ω a rotorului în regim de motor nu poate atinge viteza de sincronism, fiindcă acest lucru ar duce la anularea tensiunii electromotoare induse în înfăşurările de fază şi implicit al curenţilor şi al cuplului electromagnetic, dar în regim nominal de funcţionare este apropiată de 2.3 Caracteristica mecanică a motorului asincron Valoarea în modul a cuplului critic în regim de generator este mai mare decât a cuplului critic în regim de motor. Expresia turaţiei maşinii asincrone (2.9), arată că turaţia poate fi modificată prin variaţia alunecării s, prin modificarea numărului de perechi de poli p si schimbarea frecvenţei de alimentare . Dependenţa n=f(M) reprezintă caracteristica mecanică a motorului asincron. Ea se deduce din funcţia M=f(s), trasată in figura 2.8. Regimurile de funcţionare ale m. a. trifazate: ÷ pentru maşina funcţionează ca motor, cuplul fiind pozitiv; ÷ pentru maşina lucrează ca generator, cuplul fiind negativ; ÷ pentru maşina este în regim de frână, cuplul fiind pozitiv. Corespondenţa punctelor P, Q, N şi O se realizează prin relaţia: (2.10) 4 Fig. 2.8 Caracteristica cuplu-alunecare, M=f(s), a maşinii asincrone trifazate s N s cr1 s cr2 generator motor frână s Q 1 M cr1 M M N N 1 S S' N' 3 2 5 M P M r =ct P O M cr2 Q 2 s=1 s=-1 (d) |M cr2 |> M cr1 39 De exemplu, pentru s=0, rezultă n= iar cuplul M este nul. Porţiunea trasată cu linie plină este zona de funcţionare stabilă. Pentru maşinile de lucru, caracteristicile mecanice au o formă apropiată de curba 2, adică la creşterea vitezei, cuplul creşte datorită suprapunerii peste cel rezistent - constant a unui termen variabil, crescător cu viteza. Pentru aceste tipuri de acţionări, condiţia de funcţionare stabilă se exprimă matematic astfel: . Dacă maşina de lucru posedă cuplu rezistent variabil după curba 3, punctul de funcționare I nu este stabil, întrucât la o creştere a lui M r viteza diminuându-se, cuplul M scade mărind şi mai mult diferenţa între M r şi M, fapt ce atrage o nouă diminuare a vitezei ş.a.m.d., până când punctul de funcţionare ajunge în P – motorul se opreşte. Pe această porţiune a caracteristicii, de funcţionare instabilă este valabilă relaţia: . Pentru aceeaşi maşină de lucru, cu caracteristica 3, punctul de funcţionare notat cu S este stabil întrucât comportarea maşinii este similară cu cea corespunzătoare punctului N. Aşadar, pentru acţionarea maşinilor de lucru cu ajutorul cuplului rezistent variabil în limite reduse cu turaţia, motorul asincron funcţionează stabil pe porţiunea ONQ a caracteristicii mecanice şi are funcţionare instabilă doar pe timpul pornirii sau al opririi cu blocare a rotorului pe porţiunea QIP (figura 2.9.b). Dacă pe arbore este cuplată o maşină de lucru cu caracteristica 3, atunci motorul asincron nu porneşte. Dacă a funcţionat în punctul N şi ulterior a fost încărcat cu o sarcină având caracteristica 3, punctul de funcţionare se deplasează în S, motorul lucrează în suprasarcină o anumita perioada de timp, existând un pericol de supraîncălzire. Dacă motorul funcţionează în N şi maşina de lucru are caracteristica 4 atunci motorul decroşează, punctul de funcţionare descrie curba NSQIP, se calează şi doar intervenţia protecţiei îl salvează de la o supraîncălzire, ajungând până la distrugerea termică a izolaţiei înfăşurărilor, cu urmări grave. Deoarece alunecarea nominală este mică, nN este apropiată de n1, caracteristica mecanică este rigidă, sau dură. Datorită caracteristicii mecanice dure pe care o posedă, motorul asincron trifazat este preferabil pentru acţionări la viteze aproximativ constante. 40 2.4. Pornirea motoarelor asincrone trifazate Pornirea motoarelor asincrone este un proces tranzitoriu care se petrece atunci când viteza rotorului creşte de la valoarea 0 până la o valoare apropiată de sincronism (sau valoarea nominală). În ceea ce priveşte alunecarea, aceasta variază de la 1 până în apropierea lui 0. În timpul pornirii, mărimile de natură electrică, magnetică şi mecanică au anumite variaţii în timp, expresiile lor analitice fiind date de sistemul de ecuaţii diferenţiale ce caracterizează ansamblul maşină electrică – maşină de lucru. În mod deosebit se pun probleme legate de mărimea cuplului de pornire şi de valoarea curentului absorbit de la sursă pe timpul pornirii. De cele mai multe ori se impune condiţia ca pe timpul pornirii cuplul electromagnetic al maşinii să fie cât mai mare, oricum mai mare decât cuplul rezistent, fiind astfel posibilă accelerarea rotorului şi a părţii mobile a maşinii de lucru. Sunt situaţii în practică unde se cere ca pe timpul pornirii cuplul să se menţină la valori apropiate sau chiar egale cu cuplul maxim pe care îl furnizează motorul (la unele compresoare, mori pentru minereuri, cereale etc.). Există şi situaţii, cum sunt anumite maşini textile, unde un cuplu ridicat de pornire provoacă accelerări importante ale lanţului cinematic, fapt care conduce la ruperea firelor textile, de exemplu, defecţiune care necesită repornirea motorului. În ceea ce priveşte valoarea curentului de pornire, aceasta trebuie să fie cât mai mică pentru a nu produce căderi ale tensiunii care pot deranja consumatorii racordaţi la aceeaşi reţea de la care se alimentează şi motorul asincron pornit. Cu cât reţeaua este mai puternică în raport cu motorul cu atât mai puţin este sesizabil şocul curentului de pornire, de către consumatorii învecinaţi. Fig. 2.9 a) Caracteristica M=f(s); b) Caracteristica mecanicăn=f(M). 0 n P Q N n N n Q M P b) M cr O M N n 1 M S I 1 2 3 4 = O 0 s M P Q N s N s cr 1 M P a) M cr M N = 41 În general, la motoarele de construcţie normală în colivie raportul se situează în domeniul de valori de la 4 la 7. Raportul curentului de pornire, se poate deduce şi prin metoda grafică dacă se dispune de diagrama cercului. Motorul asincron cu colivie prezintă unele avantaje în raport cu motorul cu rotorul bobinat, anume: construcţie mai robustă, preţ mai mic (mai ales la puteri unitare reduse), funcţionare mai sigură (fiabilitate crescută). În ceea ce priveşte caracteristicile de pornire, motorul cu rotorul în colivie este inferior, în mod deosebit datorită faptului că are cuplu redus, pentru un anumit curent absorbit de la reţea; în schimb la pornirea motorului cu rotor bobinat este necesar un reostat suplimentar, ceea ce înseamnă, de cele mai multe ori, o investiţie însemnată. Dacă puterea reţelei este mare comparativ cu a motorului pornit, şocul de curent la pornire nu este resimţit de consumatorii învecinaţi, iar motorul cu rotor în colivie porneşte fără a fi necesară vreo instalaţie suplimentară. Când reţeaua impune o limită a curentului de pornire atunci se diminuează tensiunea corespunzătoare aplicată statorului, cu preţul micşorării şi a cuplului de pornire. Pentru porniri în sarcină mare se folosesc tipuri speciale de motoare în scurtcircuit: cu bare înalte sau cu colivie dublă. 2.4.1 Pornirea motoarelor asincrone cu rotorul bobinat În ultimul timp motoarele asincrone cu rotor bobinat se utilizează în general la puteri mari în acţionări cu viteză reglabilă în gama: . Pornirea motoarelor asincrone cu rotor bobinat (MAB) se efectuează folosind rezistenţe reglabile în circuitul rotoric. Prezenţa acestor rezistenţe creează posibilitatea diminuării curentului absorbit de motor la pornire şi menţinerea sa la o valoare acceptabilă din punct de vedere al reţelei. Pentru a justifica această afirmaţie se calculează raportul dintre curenţii , pentru s=1 şi pentru , în situaţia naturală când rotorul are numai rezistenţa sa proprie şi se obţine relaţia (2.11): În situaţia pornirii, când se înseriază pe circuitul rotoric o rezistenţă raportată de , acelaşi raport devine: 42 Aşadar, prin înserierea de rezistenţe în circuitul rotoric, curentul de pornire devine <70% din valoarea curentului de la pornirea directă. În relaţiile de mai sus s-au considerat: În ceea ce priveşte cuplul de pornire se poate dovedi că valoarea sa este mai mare decât M N pentru un anumit domeniu de valori ale lui . Se poate justifica această afirmaţie dacă se porneşte de la expresia: (2.13) şi se înlocuieşte s cu 1 (pornire), adică: (2.14) Se analizează funcţia , care pleacă din 0 pentru 0 2 R = ' şi tinde spre 0 pentru 2 R' tinzând la infinit. M P are valori pozitive pentru 0 2 R > ' , deci admite un maxim pentru , care se obţine din egalarea cu zero a derivatei, adică dacă x 2 R = ' , rezultă: (2.15) Fig. 2.10 Pornirea motoarelor asincrone cu rotor bobinat 2 1 a) L3 L2 L1 MAB 3~ K R p1 R p2 R p3 C 0 3 0 s M/M N 2 b) 1,5 1 0,5 P R T V Q S U N 0 1 2 3 s N s U s S s Q C pe plot 0 C pe 1 C pe 2 C pe plot 3 1 M Pmax 43 Aşadar, rezistenţa totală raportată, la pornire, trebuie să fie de aproximativ 2 R 6,1 ' , sau rezistenţa exterioară înseriată pe o fază rotorică trebuie să fie de 2 R 5,1 ' (la care se va adăuga rezistenţa proprie 2 R' a fazei rotorice). Valoarea pozitivă a alunecării critice: (2.16) Din comparaţia acestei relaţii cu cea a alunecării critice (2.16), se constată că: (2.17) Rezultă că rezistenţa rotorică raportată trebuie să fie astfel calculată încât, la pornire, alunecarea critică să fie 1, ceea ce înseamnă că la s=s cr1 =1 maşina să aibă cuplul electromagnetic egal cu M cr1 , pornirea având loc cu cuplul maxim pe care îl poate furniza motorul. În figura 2.10 b) este prezentată o familie de caracteristici M=f(s), (în mărimi relative, M/M N ), la un motor al cărui cuplu critic este M cr =2M N , pentru diverse valori ale rezistenţei rotorice. Iniţial cursorul reostatului este în contact cu ploturile, rezistenţa înseriată fiind R p3 , care sumată cu R 2 şi raportată la stator îndeplineşte condiţia (2.17),adică: (2.18) Punctul de funcţionare se află în P, motorul posedă cuplul maxim M pmax sub acţiunea căruia rotorul accelerează, turaţia creşte iar s scade, punctul de funcţionare se deplasează pe curba 3, din P spre Q. Când s devine s Q se trece cursorul C pe ploturile 2, punctul de funţionare trece brusc din Q în R pe noua caracteristică M=f(s), notată cu 2 – corespunzătoare rezistenţei rotorice R p2 (sau celei totale raportate 2 R p2 R ' + ' ); motorul accelerează în continuare, punctul de funţionare descrie porţiunea RS a curbei 2. Când s=s S se efectuează o trecere a cursorului C de pe plotul 2 pe plotul 1, punctulde funţionare trece din S în T, apoi parcurge porţiunea TU şi în sfârşit când s=s U se efectuează o trecere a lui C de pe plotul 1 pe 0 iar punctul de funcţionare va descrie porţiunea VN a caracteristicii naturale 0, stabilindu-se în N când cuplul rezistent este egal cu cel nominal. Din analiza figurii 2.10 b) se constată că pe intervalul pornirii, cuplul maşinii s-a menţinut între 2 valori prescrise N 1,5M N 2M ÷ , unde 2M N este egal chiar cu M cr . Este necesară urmărirea în permanenţă a alunecării sau a turaţiei astfel încât să se facă trecerile succesive ale cursorului C pe ploturile respective respectându- se condiţia ca M min să nu fie mai mic decât cel impus: 1,5M N . 44 Cazul analizat este particular, întrucât valoarea maximă a cuplului pe timpul pornirii este chiar M cr . Se poate ca pe timpul pornirii să se menţină M max la o valoare ridicată dar mai mică decât M cr. 2.4.2 Pornirea directă a motoarelor asincrone cu colivie (cu rotorul în scurtcircuit) Se foloseşte schema din figura 2.11 a). Pornirea constă în închiderea comutatorului tripolar K. În locul acestuia se poate utiliza un contactor cu autoreţinere şi acţionare prin buton de la distanţă. În figura 2.11b) se prezintă caracteristica M=f(s) a unui motor asincron cu colivie din bare rotunde fără refularea curentului. Se constată că M p – cuplul de pornire este mai mic decât cel nominal M N . Aceste motoare se pornesc în sarcini reduse sau la gol. În ceea ce priveşte curentul de pornire, valoarea acestuia este de 4–7 ori mai mare ca a curentului nominal şi este egală cu: sc Z 3 1N U 1sc I = (2.19) unde Z sc este impedanţa de scurtcircuit pe fază, iar U 1N este tensiunea de linie nominală. Se consideră motorul cu înfăşurare statorică conectată în stea. În ceea ce priveşte cuplurile de pornire şi curenţii de pornire, aceste mărimi depind esenţial de tipul rotorului. În figura 2.11 c) se prezintă caracteristicile cuplurilor de pornire relative M/M N pentru două tipuri de rotoare: cu colivie din conductoare rotunde – curba a şi cu colivie dublă – curba b. Pe abscisă s-a luat viteza relativă n/n 1 . Pentru motorul cu rotor având colivie dublă, cuplul de pornire este de valoare ridicată apropiată de cea critică. a) M 3~ L 1 L 2 L 3 K Fig. 2.11 Pornirea directă a motoarelor asincrone trifazate s M p N s cr 1 P M N M M cr 0 b) I 1 /I 1N 1 2 3 4 5 M/M N 1 2 I 1 M 6 a b c d n/n 1 1 0 0,5 c) 45 În legătură cu curenţii de pornire aceştia sunt de 4 I 1N la rotorul cu colivie dublă şi de 6,2 I 1N la rotorul cu colivie din conductoare rotunde. Variaţiile acestor curenţi de la n=0 la 1 n n ~ sunt date prin curbele c, respectiv d. Pornirea directă a motoarelor asincrone conduce la curenţi mari prin înfăşurări, care provoacă supraîncălziri ale acestora. Dacă frecvenţa pornirilor este redusă aceste fenomene termice nu sunt periculoase pentru maşină. 2.5. Reglarea turaţiei motoarelor asincrone trifazate Procedeele de reglare a turaţiei motoarelor asincrone rezultă din expresia turaţiei: şi constau în: ÷ variaţia frecvenţei a tensiunii de alimentare; ÷ modificarea numărului de perechi de poli, p; ÷ modificarea alunecării, s, prin modificarea rezistenţei rotorice. 2.5.1 Reglarea turaţiei prin modificarea frecvenței de alimentare Prin modificarea frecvenţei tensiunii de alimentare a maşinii asincrone se poate obţine o variaţie a turaţiei de sincronism şi, în funcţie de cuplul rezistent, se modifică turaţia rotorului în scurtcircuit. Acest procedeu, al cărui domeniu de aplicaţie se lărgeşte în ultimul timp, foloseşte un motor cu construcţie simplă de preţ redus şi robust, dar necesită un convertor şi o comandă adecvată. Performanţele convertoarelor statice de frecvenţă depind de caracteristicile semiconductoarelor pe care le folosesc. Componentele electronice existente pe piaţă răspund aproape în totalitate nevoilor industriale atât din punct de vedere tehnic cât şi din punct de vedere economic. Progresele înregistrate în domeniul microprocesoarelor permit implementarea unor comenzi performante cu costuri reduse. În raport cu alte soluţii tehnice, procedeul variaţiei vitezei motoarelor asincrone cu rotor în colivie asociate cu convertoare de frecvenţă, prezintă printre altele şi avantajele: ÷ reducerea exploatării proceselor industriale prin creşterea comenzii motorului de acţionare; ÷ optimizarea consumului de energie electrică; ÷ creşterea securităţii şi siguranţei acţionării. 46 Pentru obţinerea unor tensiuni de valori efective şi frecvenţe variabile aplicate motorului, pornind de la tensiuni de valori efective şi frecvenţe constante, furnizate de reţeaua industrială de 50Hz se utilizează fie un convertor direct fie un convertor indirect sub forma unei cascade redresor-invertor. Convertoarele indirecte pot fi invertoare de tensiune sau invertoare de curent. Invertorul este un dispozitiv electronic care transformă curentul continuu în curent alternativ de frecvenţă variabilă. Alegerea unei soluţii dintre cele trei enumerate mai sus este dictată de: puterea motorului, plaja de frecvenţe ce se cere a fi obţinută şi existenţa unor condiţii specifice privind reversibilitatea funcţionării. Invertorul de tensiune este indicat pentru asocierea cu motorul asincron, datorită faptului că inductanţa motorului se comportă ca un filtru trece – jos, iar curenţii au un conţinut de armonici inferior celui al tensiunilor furnizate. Cel mai des folosit invertor de tensiune este cel cu modulaţie în lăţime a impulsurilor, MLI, sau PWM care permite modificarea atât a valorii tensiunii cât şi a frecvenţei de ieşire. Schema de principiu este prezentată în figura 2.12. Se cunosc mai multe procedee de MLI, dintre care se enumeră: modulaţia sinus – triunghi, modulaţia vectorială, modulaţia în delta. Folosirea invertorului de tensiune pune frecvent şi problema reversibilităţii; dacă motorul asincron funcţionează în regim de generator, curentul activ de la intrarea în invertor se inversează, iar circuitul plasat la intrarea în invertor trebuie să fie capabil să permită această circulaţie inversă. În cazul când ondulorul este alimentat de la o reţea de c.c., constituită din acumulatoare, care funcţionează reversibil în ceea ce priveşte curentul, problema este rezolvată. Dacă, de exemplu reţeaua de c.c. este de tip urban – substaţie pentru alimentarea unor motoare de tracţiune, recuperarea energiei furnizate de una sau mai multe maşini, care ajung în regim de generator, se realizează cu celelalte maşini conectate la aceeaşi substaţie. Când invertorul este alimentat, pornind de la reţeaua industrială conectată pe un redresor fix (necomandat) nereversibil în curent, recuperarea nu este posibilă figura 2.12 a). Pentru a elimina acest neajuns, se adoptă diverse soluţii: - alimentarea ondulorului de tensiune prin două redresoare cu tiristoare montate în antiparalel şi care se deblochează la inversarea rolurilor (figura 2.12 b), - utilizarea unui singur redresor şi plasarea la ieşirea sa a unui inversor compus din două perechi de tiristoare comandate care asigură circulaţia curentului în ambele sensuri, - utilizarea unui redresor cu modulaţie a lăţimii impulsurilor ce alimentează ondulorul de tensiune, tot cu MLI, acestea putându-şi schimba între ele rolurile când maşina funcţionează în regim de generator asincron 47 Invertorul de curent are schema de principiu din figura 2.13 şi prezintă avantajul de a fi alimentat printr-un simplu redresor clasic. Din cauza inductanţei sale, motorul asincron nu este facil de alimentat prin invertor de curent, întrucât la aplicarea de impulsuri ale curenţilor apar supratensiuni pronunţate pe aceste inductanţe. Fig. 2.12 Invertoare de tensiune: a) ireversibil; b) reversibil L1 L2 L3 L f C f U d MA i d Inv Filtru Redr a) L f C f L1 L2 L3 i d Ondulor de tensiune (invertor) Redr.1 Filtru Redr.2 b) C f L f U d 1 1' 3 2' 3' 2 U d ' U d L f L3 L2, L1, Redr. Filtru activ C M.A. Inv. i d Fig. 2.13 Schemă de alimentare a motorului asincron cu invertor de curent + - 48 Limitarea supratensiunilor se poate realiza, într-o variantă, prin utilizarea de una sau mai multe capacităţi care se opun variaţiei bruşte a tensiunii la borne. Când se folosesc tiristoare convenţionale comandate pe poartă, pentru amorsare sunt necesare circuite auxiliare de comutaţie (de stingere). Acestea conţin condensatoare cu dublul rol: de comutare a curentului de pe o fază pe alta a maşinii şi de stingere a tiristoarelor prin evacuarea purtătorilor minoritari. În ultimul timp, în acţionările de putere cu motoare asincrone şi invertoare de curent se folosesc dispozitive semiconductoare tip GTO şi mai ales tranzistoare IGBT a căror amorsare şi blocare se realizează prin comenzi adecvate aplicate pe electrozii lor. Pentru eliminarea unor "asimetrii" ale acestor dispozitive semiconductoare este necesară înserierea lor cu diode. O soluţie de compensare a caracterului inductiv al motorului constă în montarea de condensatoare, C, în paralel direct la bornele motorului (2.13). Pentru a folosi condensatoare de valoare mai mică este indicată tehnica MLI pentru comanda invertorului Inv. Este posibilă apariţia unor armonici de curenţi de la Inv, care ar putea creşte mult dacă se îndeplinesc condiţiile de rezonanţă. Se va considera maşina asincronă cu rotor în colivie alimentată în stator cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţă variabilă. Se consideră maşina simetrică, cu parametrii constanţi în regim permanent sinusoidal, armonicile superioare de timp ale curenţilor şi tensiunilor de frecvenţă variabilă, furnizate la ieşire de convertoarele electronice fiind neglijate. Dispozitivele care realizează condiţiile impuse, privitoare la tensiuni, frecvenţe, curenţi pot fi invertoarele de tensiune prezentate în figura 2.12 la care s-a reprezentat numai partea de forţă. Pentru plasarea în condiţiile de flux rezultant (în întrefier) constant se va apela la schema electrică echivalenta, unde se observă că s-au neglijat pierderile în fier fluxul total util rezultant, adică: (2.20) Fig. 2.14 Scheme electrice echivalente – a) ; b) variante I 2 ' R 2 '/s U 1 I 1 I 10 b) jX s2 ' jX s1 R 1 E 1 jX m (j 1 L m ) I 2 ' R 2 '/s U 1 I 1 I 10 j 1 L s2 ' j 1 L s1 L s1 R 1 j 1 ψ m = E 1 a) 49 Menţinerea lui Ψ m constantă este echivalentă cu păstrarea constantă a curentului I 10 – de magnetizare, deci problema se transferă la controlul curentului de mers în gol şi menţinerea constantă a acestuia. În cazul considerat, când pe timpul modificării frecvenţei f 1 , alunecarea se păstrează constantă, rezultă că I 1 se menţine constant. Valoarea acestui curent depinde de λ. Pentru frecvenţe mai mari decât f 1N , menţinerea constantă a fluxului Ψ m se poate realiza numai dacă se aplică statorului o tensiune U 1 >U 1N . Acest fapt nu este admis cel puţin din două motive: depăşirea tensiunii nominale pune în pericol înfăşurările maşinii întrucât se poate depăşi tensiunea de străpungere a izolaţiei dintre spire; la valori ridicate ale tensiunii sunt puse în pericol componentele electronice ale schemei de alimentare (convertorul). Aşadar, peste f 1 >f 1N , tensiunea se menţine la valoarea sa nominală U 1N iar frecvenţa va creşte, ceea ce înseamnă o scădere a raportului U 1 /f 1 , o diminuare a fluxului Ψ m , o micşorare a cuplului critic (deci a cuplului la care poate fi exploatat motorul în condiţii acceptabile). În figura 2.16 a) se prezintă familia de caracteristici mecanice n=f(M) în mărimi relative, în condiţiile variaţiei frecvenţei. Caracteristicile s-au trasat pe cât posibil pe porţiunile lor stabile. Pentru f 1 <f 1N s-au trasat curbele A, B, C şi D în condiţiile U/f=ct., ceea ce implică Ψ m =ct., şi M cr =ct. -la cuplu constant. M/M crN B A M cr1 ω 2 1 0,5 Ψ mN 0,71Ψ mN M cr2 ω 1 ω 2cr (sω 1 ) a) Fig. 2.15 Caracteristici la flux rezultant constant: a) M=f( 2 ), b) n=f(m) n n 1 =60f 1 /p f 1N A B O (M/M crN ) f 1 scade 1 m M N b) 50 Punctele corespunzătoare cuplului nominal arată că turaţia se poate modifica din apropierea lui 0 până la n 1N , aşa cum se petrece şi la motorul de c.c. cu excitaţie separată (derivaţie). Capacitatea de suprasarcină a motorului este menţinută la aceeaşi valoare, întrucât M cr /M N =ct. Pentru tensiunea U 1 , cuplul M şi puterea activă P se prezintă dependenţele lor de f 1 , în figura 2.16, - porţiunea de abscise cuprinse între 0 şi 1. Pentru f 1 >f 1N se menţine U 1 =ct. şi se creşte frecvenţa peste f 1N . Se obţin caracteristicile mecanice E, F, G, H, ale căror valori de cupluri maxime se diminuează o dată cu creşterea frecvenţei. Justificarea a fost dată în figura 2.15 şi utilizează proprietatea: M cr este proporţional cu Ψ m , care prin creşterea frecvenţei se micşorează. 2.5.2 Reglarea turaţiei prin modificarea rezistenţei rotorice Variaţia alunecării s se realizează prin două procedee: a. prin variaţia tensiunii de alimentare; b. prin introducerea unei rezistențe suplimentare în circuitul rotoric al motorului; c. prin introducerea de t.e.m. suplimentare în circuitul rotoric. Fig.2.16 Caracteristicile motoarelor asincrone la comanda în frecvenţă 0 U 1 /f 1 =ct U 1 =ct M =ct U 1 P 1 2 f 1 / f 1N P =ct P =var. M b) M,U 1 ,P M =var. F I C 0 E M/M N 1 0 2 2,5 1 2 G H J naturală f 1 /f 1N = 2,5 2,25 2,0 1,75 1,5 1,25 1,0 C 1 C 2 U 1 =ct, P=ct a) n/n 1 A C B D U 1 /f 1 =ct, M cr =ct 0,75 0,5 0,25 51 Ultimele două metode (b. și c.) se pot aplica numai la motorul asincron cu rotorul bobinat. Reglajul turației prin variația tensiunii de alimentare se aplică foarte rar datorită următoarelor neajunsuri: ÷ la reducerea tensiunii de alimentare se reduce momentul maxim al motorului şi capacitatea sa de supraîncărcare; ÷ domeniul de reglare este mic; ÷ în reglarea reostatică se obţin pierderi suplimentare de energie. Procedeul de variaţie a alunecării s – prin variaţia rezistenţei în circuitul rotorului, se aplică motoarelor asincrone cu inele de contact. În acest sens, în circuitul rotorului se introduce un reostat de reglare. Acest reostat de reglare este dimensionat pentru regimul de funcţionare de lungă durată. Din egalitatea: Ω rezultă că la creşterea rezistenţei din circuitul rotoric, alunecarea s creşte proporţional, iar turaţia rotorului motorului se reduce. În figura 2.17 este dată familia de caracteristici mecanice reostatice. Din acestea se observă că la momentul nominal cu cât rezistenţa circuitului rotoric este mai mare, cu atât turaţia este mai mică ( ).Din aceeaşi figură se vede că la M redus domeniul de reglare se reduce sensibil, adică atunci când motorul funcţionează la sarcină foarte mică, reglajul de turaţie este aproape imposibil. Deşi prin acest procedeu de reglare cu creşterea rezistenţei în rotor se reduce stabilitatea şi se amplifică pierderile de energie, el are largă răspândire datorită execuţiei relativ uşoare şi domeniului larg de reglare. Se aplică la macarale, trolii, poduri rulante etc. Fig. 2.17 Caracteristicile mecanice n=f(M) pentru diferite rezistenţe introduse în circuitul rotorului motorului asincron cu rotor bobinat 52 2.5.3 Reglarea turaţiei prin modificarea numarului de perechi de poli Reglarea turaţiei motoarelor asincrone prin variaţia numărului perechilor de poli p ai înfăşurării statorice se aplică de asemenea la motoarele cu rotor în scurtcircuit. La motoarele cu inele de contact ea nu se aplică, deoarece comutarea perechilor de poli ai înfăşurării statorice este necesară în înfăşurarea rotorică, complicându-se astfel construcţia motorului. Pentru modificarea numărului perechilor de poli, motoarele cu rotor în scurt-circuit se execută cu două înfăşurări separate cu număr diferit de perechi de poli, sau cu o înfăşurare, la care se poate modifica numărul de poli. La al doilea procedeu, înfăşurarea fiecărei faze are două semiînfășurări. Fig. 2.18 a, b Explicative privind obţinerea de numere diferite de poli pentru înfăşurările statorice Atunci când aceste semiînfășurări sunt înseriate, se obţin patru poli (fig. 2.18 a), iar când sunt puse în paralel se obţin doi poli (fig. 2.18 b). Neajunsul principal al acestui procedeu de reglare este că se realizează reglarea în trepte şi construcţia motoarelor se complică. Obişnuit motoarele se realizează pentru două turaţii. Cel mai frecvent, motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit, se utilizează în acţionările electrice cu turaţie nereglabilă, pentru acţionarea pompelor, ventilatoarelor, transportoarelor cu lanţuri şi cu bandă, maşinilor de excitaţie, troliilor de screpere, combinelor de galerii, maşinilor de mărunțit (spart) cu acţionare nereglată a organului de spart ş.a. În acţionările electrice de c.a. cu reglaj de viteză se utilizează mai ales motoare asincrone cu inele de contact. În minele cu gaze şi praf, în scopul reglării acţionărilor electrice sunt în special de perspectivă motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit completate cu convertoare de frecvenţă. Avantajul esenţial al acestor motoare în medii cu foc şi explozive este că la acestea spre deosebire de motoarele de c.c. şi motoarele asincrone cu inele de contact, lipsesc periile de contact. 53 Cap. 3. Convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu 3.1 Descrierea convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu Convertoarele statice de frecvenţă (CSF) permit transformarea energiei de la reţeaua trifazată de tensiune şi frecvenţă fixă într-o energie de curent alternativ cu tensiune şi frecvenţă variabilă. Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare a motoarelor de curent alternativ – rotative sau liniare, asincrone sau sincrone – în sistemele de acţionare cu viteză reglabilă. Acţionările utilizând motoare asincrone cu rotorul în scurtcircuit, alimentate de la convertoare statice de frecvenţă, au pătruns în cele mai diferite domenii datorită în special avantajelor acestor motoare (robuste, uşoare, dimensiuni mici, inerţie redusă, întreţinere uşoară, etc.). Ansamblul convertor static – motor asincron cu rotor în scurtcircuit facilitează punerea de acord a caracteristicii mecanice a motorului cu condiţiile impuse de maşinile de lucru cele mai diferite. Astfel se poate asigura toate cerinţele impuse sistemelor de acţionare cum ar fi: - pornirea automată şi accelerarea controlată; - funcţionarea cu turaţie constantă sau cuplu constant; - reglarea automată după program a turaţiei; - schimbarea sensului de rotaţie; - frânarea automată; - gamă largă de reglare a vitezei cu fineţe deosebită a reglării; - sensibilitate redusă la variaţii în anumite limite a tensiunii şi frecvenţei de alimentare; - viteză mare de răspuns. Conversia energiei de curent alternativ realizată prin intermediul unei forme de energie de curent continuu, are limite de variaţie mai largi din punct de vedere al frecvenţei tensiunii de ieşire. În acest caz, CSF este denumit convertor de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu şi este alcătuit din: - un redresor (comandat sau necomandat); - un circuit intermediar de curent continuu având caracter de sursă de curent continuu sau de tensiune continuă sau variabilă; - un invertor care poate fi de tensiune sau de curent. 54 Fig. 3.1. Structura unui convertor static de frecvenţă. 3.2 Principiul de funcţionare al convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu Invertoarele sunt componentele de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă cu circuit intermediar de tensiune continuă, echipamente electronice de putere care stau la baza acţionărilor electrice cu turaţie reglabilă cu motoare de curent alternativ. În structura acestor sisteme de acţionare, invertorul are un rol decisiv în stabilirea performanţelor energetice şi dinamice ale sistemului pentru un motor de acţionare dat. Este bine cunoscut faptul că obţinerea unui randament energetic ridicat şi a unor performanţe dinamice superioare pentru sistemul de acţionare în ansamblu, este condiţionată de alimentarea motorului de curent alternativ cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţe şi amplitudini impuse de sistemul de reglare. Spre deosebire de invertoarele de curent, invertoarele de tensiune prezintă o mare flexibilitate în adoptarea unor tehnici de comandă cu modularea impulsurilor de tensiune în durată (PWM) şi/sau amplitudine în vederea reducerii conţinutului de armonici de frecvenţă joasă din undele de tensiune şi de curent ce alimentează motorul de acţionare. Funcţionarea invertoarelor de tensiune fără modulaţia impulsurilor, prin conducţia continuă a dispozitivelor de comutaţie pe duratele corespunzătoare unor unghiuri de 120 el. sau 180 el, prezintă dezavantajul unui conţinut ridicat de armonici de frecvenţă joasă în unda tensiunii de ieşire, precum şi dezavantajul datorat imposibilităţii reglării tensiunii concomitent cu reglarea frecvenţei numai prin intermediul invertorului. Undele de tensiune obţinute la ieşirea invertorului sunt cvasisinusoidale, compuse din impulsuri dreptunghiulare de durate egale cu durata de conducţie a semiconductoarelor de putere. Astfel au o pondere însemnată a armonicilor impare 5, 7, 11, etc. care determină cupluri oscilante ce înrăutăţesc performanţele dinamice ale motorului alimentat. În plus, la reglarea vitezei motorului de acţionare (sincron sau asincron) se impune modificarea continuă a tensiunii concomitent cu frecvenţa. Acest lucru nu se poate obţine cu ajutorul invertorului, 55 fiind necesară o sursă de tensiune continuă reglabilă, redresor comandat sau chopper în circuitul de curent continuu. În figura 3.2. este prezentată configuraţia unui convertor de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu pentru alimentarea unui motor asincron. Fig. 3.2. Schema unui convertor cu circuit intermediar de curent continuu Reglarea vitezei maşinii asincrone impune pe lângă variaţia frecvenţei fs care se realizează în CFCI prin metode specifice de comandă pentru contactoarele statice şi variaţia tensiunii Us, pentru a se evita saturarea (Us/fs=const.). Există pentru îndeplinirea acestui deziderat, în principal trei metode distincte: - variaţia tensiunii continue Ucc la intrarea invertorului; - variaţia tensiunii Us la ieşirea din invertor; - variaţia tensiunii în invertor prin utilizarea tehnicilor PWM. Prima metodă permite obţinerea unei forme constante a tensiunii la ieşirea invertorului, indiferent de amplitudinea ei, dar impune folosirea redresorului comandat, ca sursă de tensiune continuă reglabilă, pe calea de curent continuu. Se utilizează cu precădere în schemele de reglare care funcţionează pe baza controlului orientat după câmp, iar contactoarele statice ale invertorului sunt tranzistoare. Dacă invertorul este realizat cu tiristoare, la variaţia în limite largi a tensiunii, capacitatea de comutare scade pe măsura scăderii tensiunii de încărcare a condensatoarelor de stingere, din care cauză, în unele aplicaţii se folosesc surse suplimentare de curent continuu pentru încărcarea condensatoarelor de stingere. A doua metodă se utilizează relativ rar în acţionările electrice reglabile, deoarece la tensiuni reduse, conţinutul de armonici ale tensiunii la bornele maşinii este nesatisfăcător. 56 Metoda a treia este cea mai folosită atât în cazul controlului scalar, cât şi în cazul controlului orientat după câmp, în acest ultim caz uneori împreună cu prima metodă. Tehnicile de comandă PWM prezintă două avantaje esenţiale care le-au impus domeniul metodelor de comandă folosite pentru invertoarele ce fac parte din convertoarele statice cu circuit intermediar de curent continuu: - nu necesită componente suplimentare în invertor, blocul de comandă devenind însă mai complex; - permit reducerea semnificativă sau chiar eliminarea armonicilor de frecvenţă de ordin mic (cele mai apropiate de fundamentală), chiar la evoluţii în limite largi ale tensiunii şi frecvenţei. Reducerea conţinutului de armonici, în special a armonicilor de frecvenţă joasă şi posibilitatea modificării în limite largi a tensiunii cu frecvenţa se obţin prin modulaţia în durată a impulsurilor de tensiune, metodă consacrată sub denumirea de comandă PWM (Puls Width Modulation). Metoda constă în fragmentarea duratelor de conducţie ale semiconductoarelor de putere în vederea reducerii conţinutului de armonici din undele de tensiune şi implicit de curent de la ieşirea invertorului ce alimentează motorul unui sistem de acţionare electrică. Metodele de comandă PWM (Puls Width Modulation) se aplică în aceeaşi măsură la maşinile asincrone cât şi la cele sincrone. În această lucrare se va studia aplicarea acestor tehnici de comandă maşinilor asincrone. Configuraţia invertorului PWM pentru alimentarea unui motor asincron trfazat este prezentată în figura 3.3. Fig. 3.3. Invertor trifazat cu tranzistoare IGBT. Modularea impulsurilor în durată (lăţime) constă în alimentarea maşinii cu un număr de impulsuri de tensiune (curent) pe fiecare semiperioadă, durata fiecărui impuls fiind o funcţie sinusoidală dependentă de poziţia unghiulară a impulsului în decursul semiperioadei. 57 Modularea se realizează prin compararea unui semnal de comandă (modulator), de amplitudine Um şi frecvenţă fm variabile, a cărui formă este identică cu forma semnalului ce se doreşte a fi obţinut la ieşirea invertorului, cu un semnal triunghiular (purtător), de amplitudine Up şi frecvenţă fp fixe. Caracterizarea acestui proces de modulaţie, cunoscut sub denumirea de modulaţie PWM sinusoidală se face cu ajutorul a doi parametri: - gradul de modulaţie în frecvenţă, definit prin raportul dintre frecvenţa semnalului purtător şi frecvenţa semnalului modulator fp/fm=m (m determină numărul de pulsuri pe perioadă); - gradul de modulaţie în amplitudine al tensiunii, definit prin raportul dintre amplitudinea semnalului modulator sinusoidal şi amplitudinea semnalului purtător triunghiular Um/Up=k. Principiul metodei, este ilustrat în figura 3.4. Momentele în care unda modulatoare de frecvenţă fm şi amplitudine Um intersectează unda purtătoare triunghiulară de frecvenţă fp şi amplitudine Up (figura 3.4 a), constituie momente de comutare pentru contactoarele statice din invertor. Prin aceasta produc impulsurile de tensiune modulate în durată după legea sinusoidală impusă de unda modulatoare. Cât timp unda modulatoare este mai mare decât unda purtătoare, contactoarele statice corespunzătoare fazei şi polarităţii respective sunt închise, aplicând înfăşurării maşinii un impuls de tensiune. Când unda purtătoare devine mai mare decât unda modulatoare, aceste contactoare se vor deschide. În funcţie de contactoarele care se închid, impulsurile de tensiune aplicate înfăşurării maşinii vor fi de o polaritate sau alta, conform figurii 3.4 b), c), d). Algoritmul de comutare pentru contactoarele din invertor, se observă în figurile 3.4. e), f) şi g). Pentru o undă triunghiulară de amplitudine şi frecvenţă constante, se poate modifica amplitudinea fundamentalei undei de la ieşirea invertorului, prin modificarea amplitudinii undei modulatoare Um (a indicelui de modulaţie k), păstrând frecvenţa acesteia constantă. 58 Fig. 3.4. Principiul modulãrii sinusoidale. 59 3.3. Simularea utilizând Matlab Simulink al convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu Schema de principiul şi modelul în mediul Matlab Simulink sunt prezentate în figurile 3.5, respectiv 3.6. Aceste scheme conţin blocuri de bază, cum ar fi inverotrul trizat, redresorul trifazat comandat, motor asincron, generatorul de semnal PWM, regulatorul de tensiune continuă. Figura 3.5: Schema converoturului static de frecventa Figura 3.6: Modelul Simulink al convertorului static de frecvenţă 60 Regulatorul de tensiune continuă este bazat pe un regulator PI şi un chopper cu histerezis. Atunci când tensiunea continuă scade, regulatorul PI micşorează unghiul de comandă. În caz că tensiunea continuă creşte, regulatorul PI mareşte unghiul de comandă. Logica de comandă a chopperului este bazată pe un controller cu histerezis. Dacă tensiunea atinge valoarea maximă admisă de banda de histerezis, figura 3.7, regulatorul de tensiune continuă intră în modul frânare, şi chopperul este pornit. În modul chopper, regulatorul PI devine regulator P, componenta integratoare devine nulă, deoarece dinamica chopperului este foarte rapidă şi componenta integratoare nu işi are rostul. Dacă tensiunea atinge limita minimă impusă de banda de histerezis, chopperul de frânare este oprit. Regulatorul de tensiune continuă este prezentat în figura 3.8. Figura 3.7: Principiul regulatorului cu histerezis Figura 3.8: Regulatorul de tensiune continuă 61 Schema generatorului de semnale PWM este prezentată în figura 3.9. Figura 3.9: Schema generatorului PWM Parametri maşinii asincrone şi ai convertorului sunt prezentaţi în figura 3.10. Ca mărime de intrate este selectat cuplul rezistent. (a) (b) Figura 3.10: Parametri nominali ai motorului asincron (a) şi ai invertorului (b) 62 Figura 3.11 prezintă rezultatele simulării convertorului de frecvenţă pentru comanda maşinii asincrone. Cu toate că viteza iniţială de referinţă este de 1800rot/min, viteza motorului nu urcă brusc la aceasta valoare, ci funcţionează în regim tranzitoriu până cand se stabilizează la 1.3s. La momentul de timp t=2s, se aplică un cuplu de acceleraţie pe axul motorului. Se observă creşterea vitezei. Deoarece viteza rotorului este mai mare decât viteza de sincronism, maşina intră în regim de frană. Energia recuperată din frânare este transferată pe partea de curent continuu, determinând creşterea tensiunii continue. Acest lucru determină regulatorul de tensiune continuă să activeze chopperul de frânare, ceea ce determină ca tensiunea continuă să scadă. La momentul t=3s, se aplică la motor un cuplu în trepte de la -11Nm la 11Nm. Se poate observa o oscilaţie a tensiunii continui şi vitezei. La momentul t=4s, cuplul rezistent se elimină, astfel că regulatorul de curent continuu trece din modul frâna în modul motor. Figura 3.11: Rezultatele simulării controlului motorului asincron cu convertor de frecvenţă 63 Concluzii La o comparaţie cu motoarele de curent continuu, a căror utilizare este limitată din cauza dificultăţilor legate de producerea şi transportul energiei electrice în curent continuu, cât şi de construcţia lor, precum şi faţă de motoarele sincrone la care reglarea turaţiei este practic imposibilă iar funcţionarea presupune alimentarea înfăşurării de excitaţie în curent continuu, motoarele asincrone se caracterizează prin aceea că: - au avantajul funcţionării exclusiv în curent alternativ; - este posibilă utilizarea la sarcini şi turaţii variabile; - au construcţie şi funcţionare simplă; - sunt robuste; - pot fi întreţinute şi exploatate uşor. La o comparaţie cu motoarele sincrone în schimb, motoarele asincrone au dezavantajul consumului de energie reactivă inductivă, ceea ce duce la scăderea factorului de putere şi deci la un consum suplimentar de energie electrică. De asemenea, pornirea lor este legată de anumite dificultăţi privind mărimea cuplului şi a curentului, dar, prin măsurile care se pot lua, larga lor utilizare nu este afectată. Motoarele asincrone trifazate se pretează foarte bine la utilizarea pentru acţionări electrice, iar progresele tehnologice survenite în construcţia şi comanda acestei familii de motoare le conferă atât prezent cât şi viitor. În robotică de exemplu, au apărut motoare asincrone trifazate al căror stator conţine poli din magneţi permanenţi din pământuri rare (samariu-cobalt, neodim-fier). Comutarea înfăşurărilor este statică, iar echipamentul are rol dublu: de comutare a înfăşurărilor şi de furnizare, prin impulsuri modulate în durată, a tensiunii medii necesare. Utilizarea convertizoarelor de frecvenţă pentru reglarea turaţiei motoarelor asincrone nu este o idee nouă. Însă noile tehnologii în acest domeniu fac această alternativă şi mai atractivă datorită costurilor mai reduse. Utilizarea de motoarea asincrone cu reglarea variabilă a turaţiei în sisteme cu convertoare de frecvenţă oferă un potenţial mare de economisire. Din acest motiv, această tehnologie poate contribui în mod substanţial la respectarea acordurilor şi al normelor locale şi internaţionale în domeniul economisirii de energie şi al scăderii emisiilor de dioxid de carbon. 64 BIBLIOGRAFIE 1. Albu M., - Electronică de putere, Ed. Venus, IAȘI, 2007 2. Ionescu F., Floricău D. Nițu S., Jean Paul Delarue, Boguș C. – Electronica de putere. Convertoare Statice, Ed. Tehnică, București, 1998; 3. Muntean N. – Convertoare Statice, Ed. Politehnică, Timișoara, 1998; 4. Diaconescu M.P., Graur I. – Convertoare Statice. Baze Teoretice. Elemente de Proiectare. Aplicații, Ed. Gh. Asachi, IAȘI, 1996; 5. Mihai Puiu-Berizinţu, “Electronică Industrială de Putere Curs şi Lucrări Practice”, Ed. Alma Mater, Bacău, 2007; 6. Mircea Gogu, Maşina asincronă”; 7. Simion A., Cojar M., Livadaru L., Mardarasevici G. – Mașini electrice, Ed. Shakti, IAȘI, 1998; 8. Cozma V., Popescu C., „Maşini electrice – Maşini asincrone”, Editura Sitech, Craiova, 2005; 9. Mircea Gogu, “Comanda motoarelor asincrone prin impulsuri modulate in durată(PWM)”; 10. Livinț Gh., Livinți P. – Algoritmi de comandă a acționărilor electrice prin metode frecvențiale, Ed. Venus, IAȘI, 2003.
Report "Studiul Convertorului de Frecventa Pentru Reglarea Vitezei Motorului Asincron"