Schaltungssammlung / Lieferung 5 / Klaus Schlenzig / 1989

Diese Seite ist Leer.Schaltungssammlung für den Amateur Fünfte Lieferung 1. Auflage ',I r Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik Mobile Sammlung von Grundschaltungen und Varianten Herausgegeben von Dipl.-Ing. Klaus Schlenzig und Dipl.-Journ., Ing. Wolfgang Stammier Redaktionsschluß: 15. Februar 1988 Autoren Blatt 1-3 bis 1-4 Ing. Dieter Jung Blatt 2-1 bis 2-3 Ing. Karl-Heinz Bläsing Blatt 2-4 bis 2-6 Ing. Dietrich Müller Blatt 2-7 DipL-Ing. Wolfgang Richter Blatt 2-8 Dipl-Ing. Stefan Greiner Blatt 2-9 bis 2-10 Dipl-Ing, Klaus Schlenzig/Ing. Dieter Jung Blatt 3-1 bis 3-4 Ing. Dietmar Schiller Blatt 4-1 bis 4-14 Ing. Hans-Jochen Schulze Blatt 4-15 bis 4-16 Dipl-Ing. Bernd Kenzler Blatt 5-1 bis 5-2 Dipl.-Math, Eckhard Schiller Blatt 6-1 bis 6-3 Dipl-Ing, Günter Warme Blatt 6-4 bis 6-6 Dipl-Ing. Stefan Greiner Blatt 6-7 bis 6-12 Dipl.-Phys, Uwe Weidlich Blatt 6-13 bis 6-18 Dr. Ing. Dieter Scheuschner Blatt 6-19 bis 6-23 Dipl.-Phys. Marius Van der Meer Blatt 8-1 bis 8-4 Ing. Winfried Müller Blatt 85 bis 8-6 Ing. Karl-Heinz Bläsing Blatt 9-1 bis 9-2 Ing-Karl-Heinz Bläsing Blatt 10-1 bis 10-16 Dr. Günter Miel Blatt 11-1 bis 11-6 Dipl.-Ing.Wolfgang E. Schlegel Blatt 12-1 bis 12-7 Dipl.-Ing. Joachim Fröhlich Blatt 12-8 bis 12-11 Dipl.-Ing.Frank Möckel Schaltungssammlung für den Amateur: 5. Lieferung! Klaus Schlenzig; Wolfgang Stammier (u. a.]. - Berlin: Militärverlag der DDR ('WEB), 1989. - 200 5.: 370 Bilder, 63 Tabellen ISBN 3-327-00685-7 1. Auflage © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1989 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung; INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig, Betrieb der ausgezeichneten Qualitätsarbeit, 111/18/97 Lektor: Steffen Würtenberger Zeichnungen: Marina Jacob Typografie: Helmut Herrmann LSV 3539 Bestellnummer: 747 1379  - 01600 SCI-IALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung - 1989  Blatt \~r  Kapitel 1 - Einleitung   1-2 Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik 1-2 Anschluß eines Schreibwerks an den U-886-Rechner   1-3  (Blatt 1)  ...........................   6-1 1-4 Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 2)  ..........................   6-2 Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 3)  ...........................   6-3 Der Einchipmikrorechner 11881 (Blatt 1) ........   6-4   2-1  Der Einchipmikrorechner U 881 (Blatt 2) .........   6-5   2-2  Der Einchipmikrorechner U881 (Blatt 3) .........   6-6   2-3  International kompatibler Kleinrechner (Blatt 1) ....   6-7   2-4  international kompatibler Kleinrechner (Blatt 2) .....   6-8   2-5  International kompatibler Kleinrechner (Blatt 3) .....   6-9   2-6  International kompatibler Kleinrechner (Blatt 4) ..... 6-10 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 5) ..... 6-11   2-7  International kompatibler Kleinrechner (Blatt 6) ..... 6-12   2-8  Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 1) ........ 6-13   2-9  Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 2) .......   6-14   2-10  Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 3) .......   6-15 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 4) .......   6-16 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 5).......   6-17 Schach- und Lemcomputer SLCI (Blatt 6) .......   6-18 Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1)   6-19   3-1  Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2)   6-20 3-2 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen 3-3 - S 6001 (Blatt 1) .......................   6-21 3-4 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen S 6001 (Blatt 2) .......................   6-22 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen S 6001 (Blatt 3)  ......................   6-23 4-1 Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik   4-2  Zeitmeßgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 1) .......8-1 Zeitmellgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 2) .......8-2   4-3  Lauflichtsteuerung für Werbezwecke (Blatt 1) .......8-3 Lauflichtsteuerung für Werbezwecke (Blatt 2) .......8-4   4-4  Moderne Analogthermometer (Blatt 1) .......... 8-5 Moderne Analogthermometer (Blatt 2) . . . . . . . . . .  8-6 4-5 4-6 Kapitel 9 - Generatoren irnd Sender 4-7 Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 1)  ..........................   9-1 4-8 Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 2)  ...........................   9-2 EIN 4-10 Kapitel 10 - Modellfernsteuerung 4-11 Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 12 (Blatt 1)  .......................   10-1 4-12 Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D   4-13   (Blatt 2)  ...........................   10-2 4-14 Anwendungsbeispiele für der, Servoschaltkreis B 654 D   4-15   (Blatt 3)  ...........................   10-3 4-16 Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D (Blatt 4)  ...........................   10-4 Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Stan- dardreihe V4000 (Blatt 1)   10-5 Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Stan- dardreihe V 4000 (Blatt 2)   10-6 Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Stan- dardreihe V4000 (Blatt 3)   10-7 Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Stan- dardreihe V4000 (Blatt 4) ................   10-8 Kapitel 1 - Einleitung Vorwort  ............................ Typbezeichnung von Halbleiterbauelementen (Blatt 1) - Typbezeichnung von Halbleiterbauelementen (Blatt 2) Kapitel 2 - Stromversorgung Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 1) ........... Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 2) ........... Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 3) ........... Schaltnetzteile (Blatt 1) .................. Schaltnetzteile (Blatt 2) .................. Schaltnetzteile (Blatt 3) .................. Verhalten der Primärbatterie R6S bei Entladung mit sehr kleinen Strömen ........................ Programm zur Berechnung eines Transformators .... Integrierter Spannungswandler (1 7660D (Blatt 1) Integrierter Spannungswandler U 7660 D (Blatt 2) Kapitel 3 - Verstärker NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 1) ........... NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 2) ........... NF-l1ochleistungsendstufen (Blatt 3) .......... NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 4) .......... Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 1)  .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 2)  ........................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 3)  .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 4)  .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 5)  ........................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 6)  .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein. Klangbaukasten (Blatt 7)  .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 8)  ........................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 9)  .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 10) .......................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 11) ........................... Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 12) ........................... MIDI - Music Instrument Digital Interface (Blatt 1). MIDI - Music Instrument Digital Interface (Blatt 2) Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 1) ..... Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 2) ..... Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik Universalzähler mit U 8821 884 (Blatt 1) .........5-1 Universalzähler mit LT 882/U 884 (Blatt 2) ......... 5-2 Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Stan- dardreihe V4000 (Blatt 5)  .................. 10-9 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis fi 555D (Blatt 1)  ........................... 1010 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555D (Blatt  2)  ........................... 10-11 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555D (Blatt  3)  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  . 10-12 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555D (Blatt 4)  ........................... 10-13 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555D (Blatt 5) ...........................10-14 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555D (Blatt 6)  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  . 10-15 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555D (Blatt 7)  ........................... 10-16 Kapitel 11 - Empfänger Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 1) - - -  11-1 Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 2) . . -  11-2 Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 3) . . -  11-3 Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 4) . . .  11-4 Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 5) . . .  11-5 Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 6) . . .  11-6 Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 1) ........... 12-1 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 2) ........... 12-2 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 3) . . .  .  . .  .  .  .  .  .  12-3 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 4) . . .  .  . .  .  .  .  .  .  12-4 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 5)...........12-5 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 6) . . .  .  . .  .  .  .  .  .  12-6 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 7) . . .  .  . .  .  .  .  .  .  12-7 EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt  1)  ........................... 12-8 EPROM-Frogrammierer für, KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2)  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  .  . .  .  . .  .  .  .  .  .  12-9 EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 3)  ........................... 12-10 EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 4)  ........................... 12-11 Zur Beachtung 1- Dem Themenbereich von Kapitel 7 wurde in dieser Lieferung der Schaltungssammlung kein Beitrag zugeordnet. 2. In einigen Beiträgen wurden die Halbleiterbauelemente nur mit einem Buchstaben (V) angesprochen, während in den Bit- dem mit D bzw. T als 2. Buchstaben näher spezifiziert wurde. Die laufende Numerierung stimmt aber in jedem Fall überein. 3. Alle Schaltungen und Programme sind nur für Amateur- zwecke bestimmt. Für eventuelle Fehler kann keine Haftung übernommen werden. Verlag und Herausgeber sind für Hinweise dankbar. Vorwort Diese nun vorliegende 5. Lieferung der Schaltungssammlung wurde 1986 konzipiert und 1988 abgeschlossen. Mit ihrem Er- scheinen im Jahre 1989 ergibt sich ein Abstand von 3 Jahren zur 4. Lieferung, die 1987 in 2. Auflage nochmals präsent werden konnte. Diese zeitliche Staffelung ist der Themenbreite ange- messen. Mit der Aktualität von Fachzeitschriften kann eine sol- che Sammlung nicht aufwarten. Aus diesem Grund waren Auto- ren und Herausgeber darum bemüht, die Auswahl der Themen und die Gestaltung des Inhalts der angestrebten längeren Nut- zungsdauer beim Leser anzupassen. Der Erarbeitungszeitraum war geprägt vom umfassenden Einsatz der 8-bit-Mikrorechnerschaltkreisfamilie U880 und ihrer Ein- chipversionen. Entsprechend großen Anteil nehmen darum The- men dazu in der vorliegenden Lieferung ein. Sie sind teilweise recht komplex und haben die Autoren entsprechend lange be- schäftigt. Unterschiedliche Ausgangs- und spezielle Material- positionen sind ebenso festzustellen wie die Vielfalt der Anwen- dungen. Die besondere Problematik bei der Umsetzung besteht in den zum Teil ziemlich umfangreichen Stromlaufplänen, bei denen auch das große Format der Schaltungssammlung an seine Grenzen gelangt, aber auch in der weder vom einzelnen Autor noch gar vom Verlag beherrschbaren Sicherstellung von Bezugs- möglichkeiten etwa für Leiterplatten- Doch der Gebrauchswert einer Schaltungssammlung kann nur bei einem Teil des Gebotenen leiterplattenabhängig sein. Das betrifft die kleineren Objekte, bei denen auch diese Art der Hil- festellung einen Sinn hat; Weit die Lesergruppe, die davon ange- sprochen wird, dieser Hilfe (noch) bedarf, vor allem aber, weil die dafür nötigen Platten sowohl im geringeren Grad ihrer tech- nologischen Schwierigkeit wie bezüglich der Verläßlichkeit ihrer Bauelementebasis vordergründig für den Nachbau geschaffen sind. Ganze Computer dagegen 3 Jahre nach ihrem 1. Aufbau durch den Autor bis zu diesem Punkt nachvollziehen zu wollen setzt eine umfangreiche Oberleitungsarbeit voraus, zu der nur die Industrie in der Lage ist. In diesem Bereich sollte man daher den Begriff »Schaltungssammlung« wieder etwas wörtlicher neh- men: Diese komplexen Schaltungen, wenn sie detailliert kom- mentiert sind, stellen Informationsquellen mit Langzeitwirkung dar, die man auch als Anregung zum Weiterdenken nutzen wird. Wenn also im vorliegenden Band ein noch größerer Flächenan- teil als in der 4. Lieferung dem »Schlüsselthema« Mikrorechner gewidmet ist, bleibt den an den anderen Bereichen dieser Samrn- lung Interessierten die gewohnte Vielfalt dennoch erhalten. Sie reicht von der Stromversorgung (schaltkreisorienjiert wie soft- wareunterstützt) über Verstärkertechnik, Meß- und Musikelek- tronik, Fernsteuer- und Empfängertechnik bis zur Speichertech- nik, die selbstverständlich ihre Hauptanwendung heim Compu- ter findet. Die bewährte Art, freie Flächen mit Fachbegriffen in Russisch und Deutsch attraktiver zu gestalten, wurde ebenfalls beibehalten. Insgesamt ist zu erwarten, daß diese neue Ausgabe, kombiniert mit einzelnen je nach Interessengebiet aktuell gebliebenen Blät- tern, die man früheren Lieferungen entnimmt, ihren Lesern wie- derum eine Reihe von Jahren nützlich sein kann. Berlin, im Frühjahr 1988  Die Herausgeber SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 1 — Einleitung Typbezeichuung von Halbleiterbauelementen (Blatt 1) 1989 1 Blatt 1-3 1. Allgemeines Mit Wirkung vom 1.4. 1987 ersetzt die Ausgabe 5/86 die Aus- gabe 4180 des Standards TGL 38015.Folgende grundsätzliche Änderungen sind zu vermerken: - Einführung der Übernahme internationaler Zählnummern; - Streichung der Gehäusekennbuchstaben bei Transistoren und Aufnahme der Gehäusevarianten in den 3. Buchstaben des 1. Bezeichnungsblocks - Reduzierung des Zeichenvorrats für die Grundeigenschaft von IS und Streichung des Zusammenhangs mit dem Betriebstem- peraturbereich; - Aufnahme weiterer Gehäuseformen; Aufnahme des Betriebstemperatorbereichs für IS; - Einführung der spezifischen Eigenschaften in die Typbezeich- nung von 15; - Aufnahme der Bildung einer Typkennzeichnung und der Ge- taltung der Typkennzeichnung auf dem Bauelement. Weiterhin kann davon ausgegangen werden, daß diese Fassung der TGL 38015für die kommenden Jahre bis nach 1990 verbind- lich bleiben wird, so daß sie als Bestandteil dieser Schaltungs- sammlung sinnvoll erscheint. Der Standard gilt nicht für Selengleichrichter, Gleichrichterbrük- ken, Gleichrichter-Thyristor- und Transistormodule sowie Hy- bridschaltkreise. 2. Diskrete Halbleiterbauelemente 2.1.  Schema (Beispiel) 2.2.  1. Block 1„b,/l, 1 .vc/,enin der Bezeichn ing ost diskreten l-lolhleiterhaue!ente,tte,t 1. Block 2, Block 3. Block S 4 F E Halhlciterwerkstoft nach Abschnitt 12. 1, Ziffer für speziellen Einsatz   * nach Abschnitt 2.2.2. Typische elektrische bzw. optoclektrtschc Funktion nach Abschnitt 2.2.3. - 'lapgruppe, auch Gehiuscvariantc * nach Abschnitt 12.4. Zälslnutnmcr nach Abschnitt 2.3. crgnzcne Eigenschaften nach Abschnitt 2.1. - Angabe nur, falls erforderlich. Ausnalstnc Absch nils 14.1 2.2.1. 1. Buchstabe: Halbleiterwerkstoff 0 Germanium 5 Silizium V1-laibleiterverbindung. darunter Atfl/BV-Verbindung, z. B. Galliumarsenid, Indiumphospbid M Anwendung verschiedener Halbleiterwerkstoffe 2.2.2. Ziffer für speziellen Einsatz Diese Ziffer gilt für Bauelemente, die besondere Forderungen er- füllen müssen, z- B. spezielle Einsatzklassen. Der Ziffemvorrat reicht von 1 bis 9, je nach Festlegung des Herstellers. Bei Bedarf dürfen die Ziffern 1 bis 9 zu 2stelligen Zahlen kombiniert wer- den. Die Ziffern 1 bis 5gelten für Bauelemente des Sonderbe- darfs der Einsatzklassen 1 bis 5.Weitere Ziffern ergeben sich aus dem internen Schlüssel des Herstellers. Als Kennzeichnung auf dem Bauelement ist es zulässig, an Stelle der innerhab der Typbezeichnung angeordneten Ziffer! Zahl die vollständige Einsatzklasse nach oder unterhalb der Typ- bezeichnung aufzubringen. 2.2.3. 2. Buchstabe: typische elektrische bzw. optoelektronische Funktion A Diode B Koppler C NF-Transistor (Richtwert: thermischer Widerstand Rthic mindestens 15 K!W) D NF-Leistungstransistor E Tunneldiode F HF-Transistor L l-lF-Leistungstransistor M Ladungsgesteuertes Halbleiterelement P Strahlungsempfindliches Halbleiterbauelement Q Strahlungsemittierendes Halbleiterbauelement R Halbleiterbauelement mit Ausnutzung eines Durchbruch- verhaltens 5 Schalttransistor T Thyristor, Diac, Tritte und andere Vierschichtbauelemente U Leistungsschalttransistor W Sensor-Halbleiterbauelement (außer Optoelektronik) Y Leistungsdiode Z Z-Diode 2.2.4. 3. Buchstabe: Typgruppen, auch Gehäusevariante Zeichenvorrat: Großbuchstaben des Alphabets außer 1 und J nach internem Schlüssel des Herstellers. Der 3. Buchstabe der Typhezeichnung kann bei Bauelementen unterschiedlicher Er- zeugnisgruppen unterschiedliche Bedeutung haben. Bereits belegte Buchstaben - Dioden D Gehäusevariante: Aufsetzgehäuse, z. B. SOD-80-Ge- häuse - Transistoren Ii Gehäusevariante: Aufsetzgehäuse, z. B. SOT-23-, SOT- 89-, SOT-143-Gehäuse - Optoelektronische Halbleiterbauelemente A Lichtemitterdiode, LED, z.B. VQA B Lichtemitteranzeige, LEA, z.B. VQB C Mehrstellige LEA, z.B. VQC D Mehrstellige LEA, einseitiger Steck- oder Lötanschluß, z.B. VQD E Mehrstellige LEA, Lichtschachtausführung, z.B. VQE F Einzeilige LED-Reihe, z.B. VQF 0 Mehrzeilige LED-Reihe, z.B. VQG H LE-Flachbandanzeige, z.B. VQH - Sensor-Halbleiterbauelemente D Drucksensor F Feuchtesensor H Hall-Effekt-Sensor T Temperatursensor Die Bedeutung des 3. Buchstabens kann man aus dem Erzeugnis- standard ersehen, sofern sie nicht bereits oben angerührt ist. 2.3.  2. Block Der 2. Block besteht im allgemeinen aus 2 bis 4 Ziffern und stellt eine Zählnummer dar, die bei Bestätigung der Typbezeicbnung festzulegen ist. Die Zählnummern internationaler Vorbildtypen sind grundsätz- lich zu übernehmen. Die Zählnummer darf auf mehr als 4 Stel- len erweitert werden, wenn internationale Vorbildtypen das er- fordern. 2.4.  3. Block 2.4.1. Dioden und Vierschichtbauelemente wie Thyristoren, Diacs, Triacs (außer optoelektronische Halbleiterbauelemente) Libelle 1 Verstärkungsgruppe oder Gruppierung nach einem bestimmten Kennwert: A bis H und U  - Ausmeßtyp: - N bis Z außer 5, U und Xfür höherwertige Bauelemente als der Grundtyp - 1 bis 9 für Bauelemente, die die Eigenschaften des Grundtyps nicht erreichen und durch ihn direkt ersetzbar sind - 5 Amateurtyp; die einzelnen Amateurtypen sind durchzunu- merieren: 51, 52 usw. 3.  Integrierte Halbleiterschaltkreise (IS) '8,2  3.1.  Schema (Beispiel) Nennwert der Z-Spannung in Vati oder Greitesseet tier periodischen Spit.'ensperrspannung in litt) Volt - Als Kennzeichnung auf dem Bau- ci ement ist noch die direkte A.-- gahe der periodischen Spitzen- sperrspanliung in Volt in Verbin- dung mit dciii Einhcitco,cietsen e..lässig, z. 8. 320 5v' Ergfinsecntdc Eigetttnchufteis 2.4.2. Optoelektronische Halbleiterbauelemente lebe11,' .1 /t  A  1 X Ntodi fikatiesn (Variantennuninscr) Liehtstiirkcgruppc oder Strahlungs- teistsings- bzw. Strahistlirkegnippe ‚der Koltcktorstt'omgruppc Liehtsi ii rkcverhfittnisgroppe Xohne (iehiiuse (Chip):'   * Zusatzzciehcn bis technologische Varianten nach 33;1. 18 004 Bedeutung s. 11,) Zeichenvorrat: Zeichenbedeutung nach Festlegung des Herstel- lers. Modifikation:  1 bis 9 Lichtstärkegruppe:  A bis R außer 1 und Q Strahlungsleistungs- bzw. Strahl- stärke- und Kollektorstromgruppe:  A bis 1 Lichtstärkeverhältnisgruppe:  1 und 2 2.4.3. Transistoren J4helle 4 A  14  X Verstiirkungsgruppc oder Gruppierung * nach einem bestimmten Kennwert Ausiiictltyp   * X ohne Gchfsusc (Chip): Zusalzzeich e n für Lech notogischc Varijt lt cit nach '1 (II. 38 00/ Zeichenvorrat: Zeichenbedeutung nach Festlegung des Herstel- lers, Tabelle .5 SeI, eoia der Rezehi,zungvo iioeegia erle,, llalhleieerseliealtkrei sen ‚\ K OtttlOOhl [3 4  C (fit as 0  --OttO Grtnndeigeüschafl nach Abschnitl 32. Typgruppc (Abschnitt 3.3.)  * Ziiht-Nr. (Abschnitt 34.) ('nehüuse (Abschnitt 3.5.) Ziffer für speziellen Einsatz (Abschnitt 3.6.) Betrichstem peraturhereneh (Abschnitt 3,7.) Spezifische Eigenschaft (Abschnitt 3.8.) Oruppicrtitto. nach bestimmtem Kcnnwert   * (Abschnitt 3,9.) .&ustsseßty p ( A (,schnitt 3. 10.)   * Typ mit sereinhartcm bit-Muster oder Lettbabnvariante von Gate-Arravs (Abschnitt 3.1 1)   * 3.2. Grundeigenschaft A Bipolare analoge IS, vorrangig für Konsumgütertypen B Bipolare analoge 15, vorrangig für Industrietypen C Bipolare AD- und DA-Wandler-IS D Bipolare digitale 15 L Ladungsgekoppelte Bauelemente U Unipolare 15 W Sensor-IS 31. Typgntppe Anwendung nur zugelassen für Kundenwunsch-IS des ISA-Sy- stems, für Sensor-1S und für 15, die bei gleicher elektrischer Funktion in unterschiedlichen Technologien hergestellt werden, sofern der internationale Vorbildtyp die technologische Variante nicht als Buchstabeneinschluß innerhalb der Zählnummern ent- hält. - Kundenwunsch-1S 1 Grundlayout K Leitbahnvariante nach Kundenbestellung - Sensor-15 D Drucksensor F Feuchtesensor SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung "tal   Kapitel 1 - Einleitung Typbezeichnung von Halbleiterbauelementen (Blatt 2) 1989 1 Blatt 1-4 H Hall-Effekt-Sensor T Temperatursensor Weitere Buchstaben sind zulässig. IhltBd°d!fltoftg ist it Er- zeugnisstandard anzugeben. - Technologische Varianten L Low-power-Variante S Schnelle Variante 3.4. Zählnummer Die Zählnummer besteht aus 2 bis 6 Stellen und ist bei der Be- stätigung der Typbezeichnung festzulegen. Die Zählnummern internationaler Vorbildtypen sind grundsätzlich zu übernehmen. Das bezieht sich auch auf Buchstabeneinschlüsse innerhalb der Zählnummer. Diese darf auf mehr als 6 Stellen erweitert werden, wenn internationale Vorbildtypen das erfordern. 3.5. Gehäuse 33.1. Typen mit Gehäuse B Metall-Glas-Gehäuse oder andere Materialkombination C Dual in line package (DII'), Keramik D DI?, Plast E DI? mit Kühlfahne F Etat package (FP, QFP), Keramik G FP, QFP, Plast 11 Power in line (PIL), für horizontalen Einbau K DIE mit unlösbarem Kühlkörper L Quad in line package (QIP), Keramik M QIP. Plast N 501-Gehäuse, Plast, all 15-Gehäuse. z- B. SOT 54 1' Chip carrier, Plast (PCC) R Chip carrier, Keramik (CCC) 5 Small outline package (SOP) T Tape Chip Carrier (TCC) V PIL, für vertikalen Einbau Weitere Buchstaben für Gehäusekennzeichnung außer Z sind zulässig. Ihre Bedeutung ist im Erzeugnisstandard anzugeben. 3.5.2. Typen ohne Gehäuse XChip; Zusatzzeichen für technologische Varianten nach TGL 38004. 3.6.  Ziffer für speziellen Einsatz Es gelten die Ziffern nach Abschnitt 2.2.2. 3.7. Betriebstemperaturbereich A Betriebstemperaturbereich nach Erzeugnisstandard, Anwen- dung nur, wenn keiner der nachfolgend angegebenen Berei- che zutrifft. B S bis SS°C C O bis 7O°C D — lO bis 7O°C E — 10 bis 85°C F — 25 bis 70°C G — 25 bis 85°C II — 40 bis 70°C K — 40 bis 85°C L — 5S bis 8S°C M — 55 bis 125°C Weitere Kennbuchstaben für den I3etriebstemperaturbereieh au- ßer 5 und Xsind zulässig; ihre Bedeutung ist im Erzeugnisstan- dard anzugeben. 3.8.  Spezifische Eigenschaften Taktfrequenz: 2 Ziffern, deren Bedeutung im Erzeugnisstandard festzulegen ist. Zugriffszeit: 2 Ziffern, deren Bedeutung im Erzeugnisstandard festzulegen ist. Die Anwendung nur einer Ziffer ist nicht zulässig. in diesem Falle wäre eine Null vor die Ziffer zu setzen, z. B. »05«. 3.9. Gruppierung nach einem bestimmten Kennwert Zeichenvorrat: a.. .h nach Festlegung des Herstellers. 3.10. Ausmeßtyp Zeichenvorrat: Bedeutung der Zeichen nach Festlegung des Her- stellers. - n ... z außer s und x für häherwertige Typen gegenüber dem Grundtyp. - 1 bis 9 für 15, die die Eigenschaften des Grundtyps nicht errei- chen und durch den Grundtyp direkt ersetzbar sind. - 5 Amateurtyp. Die einzelnen Amateurtypen sind durchzunu- merieren: 51, 52 usw. 3.11. Typ mit vereinbartem bit-Muster, Leitbahnvariantt von Gate-Arrays und ähnliche IS Sie werden durch 3 Ziffern gekennzeichnet, die von der übrigen Typbezeichnung durch einen Bindestrich getrennt sind. Der Zei- chenvorrat darf auf 4 Ziffern erweitert werden. 4.  Gestaltung der Typkennzeiclmung auf dem Bauelement (Stempelbild) 4.1.  Diskrete Halbleiterbauelemente 4.1.1. Variante 1 Die vollständige Tpbezeichnung ist in 1 Zeile aufzubringen. 4.1.2. Variante 2 Die Typkennzeichnung des Normaltyps ist in 1 Zeile aufzubrin- gen. Die Kennzeichnung für speziellen Einsatz, z. B. spezielle Einsatzklassen, ist nach Abschnitt 2.2.2. vorzunehmen. 413. Variante 3 Wenn die auf dem Bauelement zur Verfügung stehende Fläche die Anwendung der Varianten 1 und 2 nicht zuläßt, ist eine ko- diene Typkennzeichnung aufzubringen. Sie ist im Erzeugnis- standard festzulegen und zu erläutern. 4.2.  Integrierte Halbleiterschaltkreise 4.2.1. Variante 1 Wie bei 4.1.1. 4.2.2. Variante 2 Der 1. Teil der Typbezeichnung bis einschließlich Gehäusekenn- buchstaben ist in der 1. Zeile, der 2. Teil in der 2. Zeile zwischen Herstellerzeichen und Herstellungszeitraum anzuordnen. Bei ungünstigen Platzverhältnissen darf die Typbezeichnung auch an einer anderen Stelle, z. B. nach der Zählnummer, getrennt werden. Befindet sich an der Trennstelle ein Schräg- oder Bin- destrich, so ist dieser wegzulassen. 4.2.3. VarIante 3 Der konstante Teil der Typbezeichnung ist in der 1. Zeile, der va- riable Teil (Ausmeßtyp, Amateurtyp, bit-Muster, Leitbahnva- riante, Kennzeichnung für speziellen Einsatz) quer dazu auf der rechten Seite des Gehäuses anzuordnen. Die 2. Zeile, die mit der 1. bündig abschließt, enthält links das Herstellerzeichen, rechts die Datumskennzeichnung. Der Raum dazwischen kann für Zu- satzinformationen, z. B. Zollrastermaß (Z), genutzt werden. Wird ein 1$ sowohl im metrischen als auch im Zollraster hergestellt, ist die Zusatzinformation »Z« für Zollraster auf jeden Fall aufzu- bringen. 4.2.4. Variante 4 Der 1. Teil der Typbezeichnung einschließlich Gehäusekenn- buchstaben ist in der 1. Zeile links auf dem Bauelement anzu- bringen. Darunter sind in der 2. Zeile links das Herstellerzei- chen, rechts die Datumskennzeichnung anzuordnen. Der Raum dazwischen kann für Zusatzinformationen, z. B. Zollrastermaß (Z), genutzt werden. Wird eine IS sowohl im metrischen als auch im Zollraster hergestellt, so ist die Zusatzinformation »Z« für Zollraster auf jeden Fall aufzubringen. Der 2. Teil der Typbezeichnung (Betriebstemperaturbereich, Taktfrequenz, Zugriffszeiten, bit-Muster oder Leitbabnvarian- ten) ist in der rechten Hälfte des Bauelements anzuordnen- Bei Anwendung dieser Variante ist ein Beispiel im Erzeugnisstan- dard bildlich darzustellen und zu erläutern. 4.25. Variante 5 Die Typkennzeichnung kann auch 3zeilig aufgebracht werden. Es ist zulässig, z. B. in der 2. Zeile die Typbezeichnung eines in- ternationalen Vorbildtyps anzuordnen, sofern Äquivalenz be- steht. 4.2.6. Variante 6 Bei ungünstigen Platzverhältnissen ist eine verkürzte Typkenn- zeichnung (Typkurzzeichen) aus der Typbezeichnung nach Ab- schnitt 1 zu bilden und nach Abschnitt 4.2.1. bis 4.2.4. auf dem Bauelement anzuordnen. 4.2.7. Variante 7 Kann nicht nach Variante 1 bis 6 verfahren werden, ist eine ko- dierte Typkennzeichnung aufzubringen und im Erzeugnisstan- dard anzugeben und zu erläutern. 4.2.8. Variante 8 Sofern eine andere Anordnung der Elemente der Typkennzeich- nung als nach Variante 1 bis 5erforderlich ist, muß diese im je- weiligen Erzeugnisstandard bildlich dargestellt und erläutert werden. Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch A AAM, aBToasvecKaa aHQltllaSI M01yJ1514115 AAP, atanTnnnan aHTemsas pemeTica AB, aKKyMyjJxropuasl 6aTapeM ABK, aBToMaTaqecKuil aoaapaT rcapeTKn ABK, aHa.noronbrh nbmHcaarejthHbuk KoMnJIeKc ABO, aMoepBonhToMMerp AB'-!, aunaparypa am6opa qacToT AI', aa-roreuepaTop A171', anToreHepaTop FapMORHK na gmoix flmsa A)IL ancwrn,ifs gpoccena AJI, acnHxpoimrnä sonraTenh A4I,, axwuJrnTyJzHrnh JtnotmIi geTelcTop AJIH, auToMaTS{qecKas{ 4PscTanw1oHHaM HacTpolbca AU, aHanoronoe aarloMnnarouiee ycTpoftctno AU, accouuaTaouoe aanoMmlalduiee ycTpoäcTao AHBIJ, aöoueuTcidnf HHcl,opMarHomlo-amt rHcJ1HTesnilthui tief IT AHfl, allajrnaaTop FrMoynhclfbfx noMex AMC, aBT0MaTn3wpoHaHHas HdnalTaTe1rbaan cacTeMa AK, aHaaTorosmfs K0MMyTa'rop AKHA, an-roMaTmiecKan KoHi-pojtbfTo.n3MepwTe1hHag aonapa- Typa AKK, atocyMyjrnTop AKH, aBToMa-rrnfecKrn-1 lcoMnencaTop Hanp$StKeHHSS AK(I), aBTOKOPPJt5fiHOHHt15 ymcrtnM MIß, apn4rneTnKo-90ru4ecKnu ünosc AM, aKTUBHaM MonzHocTb AM, agTtfnrlbIh Moty.'Th AM, aHanoroabo'I MyjIb'rnnneKcop AMUH, annnTypnasi MOJJT5TftM51 c nogannenuoft necyuieh 'IacToToü AMC, aMnnnTy4tno-MozynnIknoIfHaH dncTeMa AMC, aM11nHTytHo-Mo2yn91XnoHHrfh dunsaiT AMC, alloMaj-Ibaoe Ma4Hsnoconpovnaneane AHA, anT0Mart4qecKasf nacTpofma anTennaf AO, anToMaTuqecKaf. OrBCT, asToorneT AO, afcycToonTnqecIuü AO, aHOJUThIfl oKcHs AO, anaapaTaoe cpetcTno AOM, atcycToolrr}lqecKml Mwtynsop AOfl, anognan oKcuzHaA nneima AOIIT, ananor ognonepexotiuforo rpansncTopa automatische Anodenmodulation adaptives Antennengitter Sekundärelement automatischer Wagenrücklauf - Analogrechner MM, Multimeter Frequenzau swahlschaltung selbsterregter Generator selbsterregter Sinusoszillator mit Gunn-Dioden Anodenspule Asynchronmotor Amplitudendetektor mit Diode automatische Fernabstimmung Analogspeicher Assoziativspeicher Rechnerterminal 5 töri mpulsanalysator automatisches Mel3system Analogschalter automatische Kontroll- und Meßeinrichtung AC, Akkumulator (engl. accumulator) automatischer Spannungskompensator ACF, AKF, Autokorre]ationsfunktion (engl. autocorrelatioa function) ALE, ALU, arithmetisch-logische Einheit (engl. arithmetic logic unit) Wirkleistung aktiver Modul Analogmultiplexer Amplitudenmodulation mit unterdrückter Trägerfrequenz amplitudenmoduliertes System amplitudenmoduliertes Signal Magnetanomalie automatische Antenneneinstellung automatischer Anrufbeantworter akustooptisch Anodenoxid Gerätetechnik, Hardware akustooptischer Modulator Anodenoxidschicht Analogon des Unijunctiontransistors SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 2 - Stromversorgung Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 1) 1989 1 Blatt 2-1 Einleitung Für allgemeine Anwendung, für Prüfzwecke usw., auch für viele in dieser Sammlung erschienene Beiträge werden einstellbare Stromversorgungsbausteine benötigt. Industriell hergestellt sind sie nicht billig. Die Vielzahl von Beiträgen in der Fachpresse be- weist, daß dieses Thema deshalb für Amateure immer wieder in- teressant ist. Im folgenden soll eine Stromversorgungseinheit be- schrieben werden, die sich gegenüber bisherigen Veröffentli- chungen durch wesentliche Punkte auszeichnet: - geringe Eigenverluste im gesamten Ausgangs- und Netzspan- nungsbereich durch neuartigen Vorregler, - Einsatz moderner integrierter Schaltkreise, - Strom- und Spannungseinstellung im großen Bereich, - abgleichbarer Gleichstrominnenwiderstand, - kleine Ausgangsspannungsänderung bei Lastsprüngen. - Anzeige des Betriebszustandes (CC- bzw. CV-Betrieb), - fehlerfreie Ausgabe des Ausgangsstroms als proportionaler Spannungswert, - kleine Ausgangskapazität (gespeicherte Energie <5 mWs), - nur eine Eingangswechselspannung erforderlich, - geringes Volumen, - Nachbausicherheit durch Leiterpinttenlayout, - elektronischer Gleichspannungsteiler als Zusatzgerät. Diese Auflistung zeigt, daß es sich um ein komfortables Netzge- rät handelt, dessen Eigenschaften einen entsprechenden schal- tungstechnischen Aufwand erfordern. Verglichen mit dem Ge- samtaufwand industrieller Erzeugnisse erscheint er dennoch klein, wenn man bedenkt, daß ein damit aufgebautes Netzgerät ein wesentlich kleineres Gesamtvolumen erhält - ein oft bedeu- tender Faktor für Amateure mit ihren überwiegend begrenzten Platzreserven. 2.  Schaltungsprinzip Der Übersichtsschaltplan nach Bild 1 zeigt das Schaltungsprin- zip und das Zusammenspiel der einzelnen Funktionsgruppen: - Gleichrichterteil, - Vorregler, - Hauptregler, - Stromsteuerung mit Anzeige, Referenzspannungserzeugung, - Schutzschaltung, Das Gleichrichterteil liefert aus einer Wicklung am Transforma- tor die notwendigen Hilfsspannungen zur Erzeugung von Refe- renzspannungen und zur Versorgung der übrigen Schaltung so- wie die Versorgungsspannung für den Vorregler. Letzterer steuert die Eingangsspannung des nachgeschalteten Hauptreglers derart, daß die Spannung über diesem nahezu konstant bleibt. Das führt zu gleichbleibender Verlustleistung am Hauptregler, unabhängig von Netzspannungsschwankungen und der Ausgangsspannuags- einstellung. Der notwendige Kühlkörper kann jetzt sehr kleine Abmessungen erhalten, wenn ein Schutz gegen Störungen des Vorreglers, z. B. durch Bauelementeausfall, vorgesehen ist. Die- sen Schutz bietet der als Hauptregler eingesetzte Schaltkreis be- reits selbst, so daß Thermosicherungen (Auslötsicherungen) am Kühlkörper entfallen können. Der Hauptregler gestattet nur die Einstellung der Ausgangsspan- nung. Zur Stromeinstellung ist deshalb in der Minusleitung ein Strommeßwiderstand eingefügt, der den Ausgangsstrom in eine proportionale Spannung umwandelt. Diese Spannung greift über die Stromsteuerung in die Ausgangsspannungseinsteliung ein, wenn der Ausgangsstrom den vorgegebenen Wert übersteigt. Der Eingriff wird ausgewertet und mit der Anzeigeschaltung si- gnalisiert. Sie unterscheidet also zwischdn CV-Betrieb (constant voltage) mit konstanter Ausgangsspannung und CC-Betrieb (con- stant currant) mit konstantem Ausgangsstrom. Ausgangsspannungs- und Ausgangsstromeinstellung erfordern eine negative Referenzspannung. Aus unterschiedlichen Grün- den ist es jedoch günstiger, eine positive Referenzspannung zu erzeugen und daraus die negative abzuleiten. Mit beiden Span- nungen gelingt es nun, sämtliche schaltungsbedingten Hilfs- ströme durch den Strommeßwiderstand zu kompensieren, also eine exakte Messung des Ausgangsstroms zu erreichen. Wenn Ausgangsspannung und -strom von Hilfsspannungen ab- hängen, wird es erforderlich, eine Schutzschaltung einzusetzen, die die Ausgangsspannung auf einen ungefährlichen Wert zu- rückstellt, wenn die Hilfsspannung einmal ausfällt. Diese Funk- tion erfüllt die eingesetzte Schutzschaltung. Sie gibt Ausgangs- spannungen über 1,25V nur frei, wenn die Hilfsspannung vorhanden ist. Schaltungsbeschreibung Zum leichteren Verständnis werden Schaltungsausschnitte der einzelnen Funktionsgruppen vorgestellt und daran die wichtig- sten Schaltungseigenschaften erläutert. Die Bezeichnung der Bauelemente entspricht denen des später gezeigten Gesamt- stromlaufplans. In den Teilbildern fehlende Ziffern findet der Leser ebenfalls dort. Das Gleichrichterteil nach Bild 2 stellt dem Vorregler die benö- tigten positiven Halbwellen über die Brückenschaltung mit V2 zur Verfügung. Aus dieser Spannung lassen sich die benötigten Hilfsspannungen nicht gewinnen. Deshalb wurde eine unkon- ventionelle Schaltungstechnik angewendet. Sie besteht aus einer modifizierten Deion-Schaltung mit V29, C31 und V33 mit C32 und dem Ankoppelkondensator C6. Diese Schaltung weist zu- nächst keine eindeutige Ansteuerung auf, zumindest nicht, so- lange über den Hauptregler nur wenig Strom fließt, der die Dio- den von V2 durchschalten läßt. In diesem Bereich bewirkt der Transistor V4 die richtige Ansteuerung in folgender Weise. Eine positive Halbwelle an Pkt. 1, 2 lädt C6 über V29, C31 und V2b auf, der Transistor ist gesperrt. Eine positive Halbwelle an Pkt. 3, 4 dagegen steuert den Transistor in den leitenden Bereich, und zwar über R3 und V2a. Dabei wird die Ladung von C6 über R5, V33 an C32 weitergereicht. Dieser lädt sich gegenüber dem Bezugspunkt negativ auf. Die beiden Hilfsspannungen schwim- men nun aber noch gegenüber dem Bezugspunkt, da über C6 kein Gleichstromanteil übertragen werden kann. Durch annä- hernd gleiche Belastung mit R30, V38 sowie R34 mit der ange- schlossenen Diodenkombination entstehen etwa gleiche Werte für die Hilfsspannungen. R L Bild 1 Übersichtsschaltplan VD 29  R30 UG d   UH   C 3 1  i k VD 38   I C3   (')vo36 nR3 R5   6 VD 37 V14   .)t V082 VO 35   ce V033  R34 }—-4-- _-4flJ—_  OUH Bild 2 Prinzip der Uleichrichterschaltung zur Erzeugung aller Speise- spannungenfür das Labornetzgerät aus einer 'I ransformatorwick- lung. Punkt 3,4 ist links oben, Punkt 1,2 darunter. I m Text statt VD, VT nur \'; gilt für alle Bilder!  / 3.2. Vonegler Der Vdrregler nach Bild 3 liefert die Rohspannung (Spannung am Ladekondensator C21 bis C23) für denHauptregler, dssen Ausgangsspannung seinerseits derenGröße bestimmt. Die Wir- kung dieser Schaltung beruht auf dem gesteuertenSchalter VII und seiner Ansteuerung über denZündverstärker V13, V14. Sie entspricht einer Phasenanschnittssteuerung, bei der die Steuer- größe aus der Spannungsdifferenz zwischen Ladekondensator- Spannung und Ausgangsspannung gewonnen wird. Der Zündver- stärker (V14) ist dazu einerseits ander Basis über de Spannungsteiler R 17, V46 und V45 zwischender Gteichrichter- spannung tJ und der Ausgangsspannung angeschlossenund an- dererseits mit dem Emitter über denSpannungsteiler C10, R 16 zwischen Lt0 und U,1 verbunden. Bei kleinenEingangswechsel- spannungen im Vergleich zur Spannung am Ladekondensator hat C10 nur eine geringe Wirkung. Der Transistor V14 wird lei- tend, wennder Momentanwert von 110 um etwa 4 V höher liegt als die Ausgangsspannung. bedingt durch denSpannungswert vonV46 und die FlußspannungenvonV14, V24, V48. Der lei- tende Transistor zündet über V13 denThyristor, und er schaltet (J0 andenLadekondensator. Bei großenEingangsspannungen findet dieser Vorgang nicht sofort statt, weil bei jedem Span- nungsanstieg von j0 zunächst der Kondensator C10 über R16 geladenwird, so daß die positive Spannung am Emitter den Transistor noch sperrt. Der Zündvorgang ist abhängig vom Scheitelwert vonU, vonder Spannung am Ladekondensator und vonder Ausgangsspannung. Er bewirkt bei der vorgegebenenDimensionierung annähernd konstante Spannung über dem Hauptregler. Die Widerstände R9 und RI S unterstützendiese Wirkung, während L7 die Stroman- stiegsgeschwindigkeit in Vii herabsetzt und die Schaltung ent- stört. Der Transistor V48 leitet denSpannungsteilerstrom gegen denBezugspunkt ab, so daß er nicht durch denLaststromkreis fließenkannund die Einstellung kleiner Lastströme verhindert. Schaltungendieser Art habeneinenNachteil. Bei Störimpulsen auf der Stromversorgung kannes zum gelegentlichenvorzeitigen Durchzünden des Thyristors kommen. Die Spannung am Lade- kondensator steigt dann über den durch die Schaltung vorgege- benen Wert an. EinenBruchteil davon reicht der Hauptregler über seine Eingangsspannungsausregelung andenAusgang des Netzteils weiter. 3.3. Hauptregler Als Hauptregler, denBild 4 im Prinzip zeigt, wurde der inte- grierte Spannungsregler R 3171 gewählt. Das hat für ein Netzteil dieser Art eine Reihe von Vorteilen, aber auch Nachteile. Vorteilhaft ist der geringe Aufwand an externen Schaltelemen- ten. Der Schaltkreis arbeitet stabil auch mit kleinen Ausgangska- pazitäten, wenn die Hinweise des Herstellers beachtet werden. Er ist gegen Übertemperaturen geschützt, verkraftet also auch De- fekte des Vorreglers, z, B. wenn dieser die maximal mögliche Spannung abgibt. Er ist außerdem strombegrenzt und damit auch gegen Ausfall der Stromsteuerung gesichert. Es ergeben sich aber auch Nachteile. Der Schaltkreis hat keinen Stromsteueranschluß, und die kleinste einstellbare Spannung be- trägt 1,25V. Für kleinere Ausgangsspannungen ist also eine Hilfsspannung notwendig, deren Ausfall Schutzmaßnahmen er- fordert. Ein weiterer Nachteil liegt in der extemen Beschaltung. Auf Grund dieser Beschaltung ist eine Spannungseinspeisung in die Ausgangsklemmen nur bedingt zugelassen (Parallelschalten verschiedener Netzteile mit unterschiedlicher Spannungseinstel- lung). Der Hersteller ließ auf Nachfrage nur eine maximale Dif- ferenz zwischen eingestellter und eingespeister Spannung von 20V zu. Mit anderenWorten, der Steuereingang darf nur mit maximal 20V Sperrspannung belastet werden, Diese Eigenschaft behindert die Ladung vonAkkumulatorenmit dem Netzgerät. Bei Netzausfall, wenn der Steueranschluß des Schaltkreises durch die Schutzschaltung gesteuert wird, entlädt sich der angeschlossene Akkumulator über die Wider- stände R51, R52. Zur Nutzung solcher Betriebseigenschaften empfiehlt sich der Einsatz eines netzgesteuerten Relais inder Ausgangsleitung des Netzteils. Die Größe der Ausgangsspannung unterliegt verschiedenen Ab- hängigkeiten und beträgt Ua=Ur(i+ R5s+R52)'" Lt. - interne Referenzspannung des Schaltkreises. Unter der Voraussetzung, daß U55 der internenReferenzspan- nung angepaßt ist und daß der Innenwiderstand durch geeignete Schaltungsmaßnahmen eliminiert werdenkann, ergibt sich für die Ausgangsspannung die einfache Beziehung U.= Urer R 5 , -4- Mit der Herstellerforderung nach einem minimalen Strom von 10 mA zwischen Anschluß 1 und 2 und rür eine maximale Aus- gangsspannung von 30V ergibt sich für R5g ein maximaler Wi- derstand von 3 kO. Dieser Wert wurde in der praktisch ausge- führten Schaltung überschritten und auf iOkfl festgelegt, mit Rücksicht auf die gegenläufige Forderung nach möglichst gro- ßen Widerständen R51, R52.Die Erprobung zeigte, daß dieser Wert ausreichend ist. I nwieweit bei einem vorhandenenSchalt- R8  R 1 VT 13 R9  YT 12  VT 14 clo vJ 1 YRß ,ucLp L7 RiS 1 C2l... 13 Bild 3 Prinzipschattung des Vorreglers Bild 4 Schaltungsprinzip des Hauptreglers zur Erzeugung einer konstantenAusgangsspannung .i-•t10 ~uf   N26 + uo R 5 1 1 5 2 R 80 Uref -r 0   U0 0   £ SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 2 - Stromversorgung Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 2) 1989 1 Blatt 2-2 kreisexemplar der geforderte Strom unterschritten werden kann, läßt sich durch Messung der internen Referenzspannung zwi- schen Ausgang und Steuerspannungsanschluß in Abhängigkeit vom anliegenden Widerstand ermitteln und ist in [1] näher erläu- tert. Man beachte jedoch: die Temperaturabhängigkeit der Refe- renzspannung steigt mit höheren Widerständen zwischen den Anschlüssen 1 und 2. 3. 4. Stromsteuerung Zur Steuerung des Ausgangsstroms wird die am Meßwiderstand RM abfallende Spannung von etwa 1 V/A mit dem über R81 ein- stellbaren Anteil der negativen Referenzspannung verglichen. Bild 5 zeigt das Prinzip. Die Spannungsdifferenz steuert den open-collector-OPV N45. Sein Ausgang bleibt gesperrt, solange die Spannung an RM kleiner ist als der Vergleichswert an R81. Wird die Spannung jedoch größer, beginnt schließlich der Aus- gangstransistor des N45 zu leiten, wobei die Spannung über R40 steigt, bis schließlich auch V41 leitet. Ab diesem Zeitpunkt be- stimmt R, den Laststrom und der Lastwiderstand die Ausgangs- spannung. Die hohe Stromergiebigkeit des OPV gestattet in die- ser Schaltung auch den Anschluß eines Siebglieds am Steuerspannungsanschluß des N26. Der Kollektorstrom von V41 fließt über die Basis des V43 zur ne- gativen Hilfsspannung ab. Der nun fließende Kollektorstrom läßt V83 aufleuchten. Sie zeigt CC-Betrieb an. Gleichzeitig verlischt V82, die bislang leuchtete und CV-Betrieb signalisierte. Das funktioniert, wenn die Flußspannung von V83 und die Sätti- gungsspannung von V43 niedriger liegen als die Flußspannung von V82 und V35. Wie noch gezeigt wird, sind weitere Bauelemente zur Begren- zung von Minimal- und Maximalstrom eingesetzt. 3.5. Referenzspannungserzeugung Aus den beiden vorangegangenen Abschnitten ist ersichtlich, daß sowohl für die Spannungs- als auch für die Stromsteuerung eine negative Referenzspannung, bezogen auf den Minuspol des Ausgangs, zur Verfügung stehen muß. Ein Negativregler vom Typ B 3370 könnte hier eingesetzt werden, doch der zu seinem Betrieb erforderliche Ausgangsstrom fließt dann durch den Meß- widerstand und trägt zur Ausgangsstrommessung als konstante Störgröße bei. Das ist auch in der Schaltung nach Bild 6 der Fall,   +UcLc   .L] N26J 2  ptuO I I   fTl (40 R51 /52 U56 RMi___ VT 41©R80   00   4   Ljs R42 VD 36 V13l7 VT 43 VO 82 V083 cv_  ..cc•' Bild 5 Prinzip der Stromsteuerung des Hauptreglers einschließlich der Anzeige des Betriebszustands bei der ein Positivregler eingesetzt wird. Er liefert eine positive Referenzspannung, aus der mit dem open-collector-Operations- verstärker N67 die einstellbare negative Referenzspannung ge- wonnen wird. Der Arbeitswiderstand des N67 und die ange- schlossene Belastung an - Ur r kompensieren aber den Arbeits- strom des Positivreglers, und der Meßwiderstand bleibt davon unberührt. Die Einstellbarkeit der negativen Referenzspannung gleicht To- leranzen aus und gestattet Nulleinstellung der Ausgangsspan- nung. Außerdem ist es möglich, dem negativen Eingang des OPV über R57/59 einen vom Laststrom abhängigen Korrektur- strom aufzuprägen, der die Referenzspannung und damit die Ausgangsspannung um den Betrag anhebt, um den sie bei Bela- stung des Ausgangs abfallen würde. Die Ausgangsspannung wird nahezu lastunabhängig, der Innenwiderstand an den Ausgangs- klemmen ist auf 0 abgleichbar. 3.6. Schutzschaltung Ausgangsstrom und Ausgangsspannung basieren auf der Arbeits- weise von Hilfsschaltungen, die ihrerseits von Hilfsspannungen abhängen. Ein Ausfall dieser Spannungen läßt die Ausgangsgrö- ßen ansteigen und gefährdet die angeschlossenen Verbraucher. Deshalb wurde eine Schutzschaltung nach Bild 7 eingebaut, die bei Ausfall der negativen Hilfsspannung über V39 den Steuer- spannungsanschluß an den Bezugspunkt schaltet und damit die Ausgangsspannung auf den ungefährlichen Wert von 1,25V her- absetzt. Der Ausgangskurzschlußstrom wird dann durch RM be- grenzt und kann 1,25 .4 nicht übersteigen. Dieser beschriebene Fall tritt auch auf, wenn das Netz abge- schaltet wird und bei minimal belastetem Ausgang die Hilfs- spannung eher zusammenbricht als die Spannung am großen La- dekondensator. Es empfiehlt sich daher ein Schalter in der Ausgangsleitung des Netzteils, mit dem die Stromentnahme un- terbrochen werden kann. R5s   1  [1]R6h163 N 67 R57/59 0 0   [____ _ _' RM  R68 R 667 65 R 667 65 0Urf Bild 6 Prinzip der Gewinnung der beiden Referenzspannungen, bezogen auf den Ausgangsspannungsaoschluß 1', 3 N26 VD 35'1062 VD37 -j-  1 (j/\ VT 39 (.4Y'   R56 go  p-uo R M Bild 7 Prinzip der Schutzschaltung zur Reduzierung der Ausgangsspan- nung bei Ausfall der Hilfsspannung >‚ - ‚0- 1 09 : - 1 v - e$ Tu j ca >4 - __ r, -e d :ll -- j L 72 3.7. Gesamtschaltung Aus den vorgenannten Schaltungsprinzipien entsteht die Ge- samtschaltung nach Bild 8. Sie enthält noch einige bisher nicht erwähnte Schaltungselemente, deren Bedeutung nachstehend er- läuten wird: - Die Zeitkonstante R5O, C49 mindert ausgangsseitig Brumm- und Rauschspannungen. Der Wert dieser Zeitkonstante ist ein Kompromiß zwischen Störspannungsunterdrückung, die ein großes C verlangt, und einer hohen Umladegeschwindigkeit bei Stromsteuerung, die einen kleinen Kondensator benötigt. Bei dieser Umladung begrenzt R50 den Ausgangsstrom von N45 und ebenso den Basisstrom von V41. - Mit der Widerstandskombination R53 bis R55wird die 0ff- setspannung korrigiert. Sie bewirkt eine Einstellbarkeit des - minimalen Ausgangsstroms auf Werte unter 1 mA. - Die Diode V72 bewirkt bei Reihenschaltung mehrerer Netz- teile, daß bei der unvermeidlich unterschiedlichen Strombe- grenzung der Netzteile keine Umpolung der Ausgangsspan- nung auftreten kann, z- B. bei Kurzschluß am Ausgang. - Die Gleichrichterdiode V25 (Rückstromdiode) schützt den Schaltkreis gegen von außen angelegte positive Spannungen, SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 2 - Stromversorgung Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 3)   2-3 Bild 9 Leiterbild des Labornetzgeräts nach Bild 8 Bild 10 Bestückungsplan für das Leiterbild nach Bild 9. Die Kühlkörper- länge soll 90 mm betragen .A   VD 29   4 P15 p. 0 .4 o Ko 9f 5 CO ‚LJ t   oV113 vfl KO A L7 Lange des Kuhikorpera die sonst über die Substratdiode die Ladekondensatoren laden würden. Im Gegensatz zu den Hinweisen in [1] darf die Sub- stratdiode nicht als Rückstrorndiode fungieren. Zum Netzteil wurde eine Leiterplatte erarbeitet, um den Nach- bau zu erleichtern. Bild 9 zeigt die Leiterseite, Bild 10 die Be- stückungsseite. Die Leiterplatte trägt noch die verbreitete, aber veraltete Ze/bina-Steckverbindung. Beim Einarbeiten anderer Steckverbinder sollte die vorliegende Leitungsführung weitge- hend erhalten bleiben. Der Hauptregler N26 wird an einem Kühlblech aus 1,5 mm dik- kern Aluminiumblech befestigt, das über 3 etwa 28 mm lange Abstandssäulen mit der Leiterplatte verbunden ist. Seine Ab- messungen (90 mm 80 mm) ersieht der Leser aus Bild 10. Zur Montage des 8 3171 V bekommt der Kühlkörper 2 Einschnitte im Abstand von 20 mm symmetrisch zum Mittelstift des Schalt- kreises. Der mittlere Teil wird an der Befestigungssäule um 900 umgebogen und trägt das Gewinde CM 3) zur Befestigung des Schaltkreises. Dieser muß zuerst angeschraubt werden, dann erst darf er mit der Leiterplatte verlötet werden. Seine Lötanschlüsse vertragen keine Zugbeanspruchung, die andernfalls auftreten könnte. 4.  Inbetriebnahme und Abgleich Richtige Bestückung, vor allem richtige Lage der Halbleiterbau- elemente werden vorausgesetzt, ebenso der Anschluß der peri- pheren Bauelemente. Nach Anlegen der Eingangsspannung müs- sen die Leuchtdioden V36, V37 leuchten. Zunächst werden die beiden Hilfsspannungen und die positive Referenzspannung kontrolliert. Danach wird die negative Referenzspannung abge- glichen, wobei der U,-Steller R80 auf 0 steht. Mit R65 ist die Ausgangsspannüng auf 0 zu stellen. Bei maximaler Ausgangs- spannung, eingestellt mit k80, justiert man mit R51 die Aus- gangsspannung auf 30,3V ein. Anschließend ist der Ausgang mit einem Strommesser kurzzu- schließen und bei zurückgedrehtem Stromsteller R81 der mini- male Ausgangsstrom mit R54 auf etwa 1 mA einzustellen. Da- nach hat man den maximalen Ausgangsstrom bei Rechtsan- schlag von R81 mit R71 auf 1,01 A zu justieren. Der Kurzschluß am Ausgang ist nun zu entfernen und durch einen Lastwiderstand von 1 bis 300 (maximal 30W) zu erset- zen. Der Ausgangsstrom wird mit der Spannungseinstellung R 80 bei Rechtsanschlag R81 auf A eingestellt. Nun Lastwiderstand abtrennen, Ausgangsspannung messen, Lastwiderstand wieder anschließen und mit R59 die vorher gemessene Ausgangsspan- nung wieder einstellen (Abgleich des statischen R). Danach Lastwiderstand anschließen (RL = 30 bis 50 ü) und im Bereich U, = 1 bis 30V sowie UN„, = 220V + 10%!— 15% die Spannung über dem Hauptregler N26 kontrollieren. Sie sollte im Bereich 4V  6V liegen. Kontrolle der CC- bzw. CV-Anzeige: Lastwiderstand RL = 1 bis 300 anschließen und Ausgangsspannung so weit erhöhen, bis die Stromanzeige V83 leuchtet. Der Spannungsunterschied zwi- schen den beiden Zuständen ('183 leuchtet gerade bzw. verlischt gerade) sollte weniger als 50 mV bzw. der Stromunterschied we- niger als 5mA betragen. Literatur [1] k. Richter. Neue Spannungsreglerschaltkreise von HFO, Funkamateur 35(1986), Heft 2, Seite 88 bis 92. Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch AH, aBToMa'rnqecgasl noIcTpoüKa AH, aHanororn,Ifl nepeMHoxuTena AH, aHTeftHaLfi nepeKrno'laTena AH, apw,MeTnqetcdnl'1 nporteccop AH, acconnaTunuaz naMaTt, Aflfl, annapaTypa nepetqu 4HHb1X Aflfl, accou$aTrnmbrü napaanem,H1,Ifi npoieccop AflHY, an-oMaTuwecKoe HpHeMo-uepwlaloniee ycTpohcTso AH4', asToMaTuqecaas noacTpoffxa 4ja3rn AH, aB'roMaruqecKoe upeoßpaaouamie qacToTrn AHqF, aBTOMaluqecKan noJcTpofIKa qacToTrn reTepoakma Afl4«', anToMaimtecKas no!zcTposiKa qacToTrn II 4,a3M AP, aIlTesma.q pemea MB, aBapHinEdf pajlnodyti APM, anToMaTuanpooaHnoe pa6oee MecTo MM, annanoe peryjrnpozaaae MownocTefs API', asToMaTuecKS peryaupoaKa pexmaa Afl, awroMaTaqecxoe peryjinpoaanae rosa aBToMaTn'recKoe peryrniposairne a3b] AC, aöoHelncKaa cTaHux AC, aIcycTm{ecKaa cucTeMa AC, aKycTinecKrni coenHHTenL AC,Hnaparypa emma ACS, almapalao-cTyamhInblü önoa ACHA, acrnlxponnLrü cssscgofs ImTep4 ,eÜenT, Iti alan'rep ACMBY, auT0M06unaHoe cTepeoounqecKoe MarHuT040nHoe aocnpoaaaosmjee ycTpohczno ACq, awroMaTHqecKaa cTa6uau3altrnI qacTorai AT, acm.xpo.mrnfi TaxoreepaTop AY, asT0Mam4ecKoe ynpaaneune AYUfl, anToManlqecKoe ynpaaJlenne IIHMOM is nepeganeft A4', aaanTMnm,ffi 4,smhTp A4, aicraaxmfi 4JHJLbTp Aq'AP, aKTumma 4fltnp0BaHHa5t awreHHaM pemeTKa AK, aMnasrlypso-4a3oaaa KoHaepcaa A4)M, aMmlwry!wo4a30M0syJmpoaaHHrnü APP, aMnJTwryJHo-4aaoB0e padnpejleLTleaxe A'Y, aHTeHno-ctnepHoe ycTpoücleo A'Dqx, aMnnnTyjtlio-dJa30nas qacToTnaa xapaicepucuaa A.X, aniayaaa xapaxTepuc'rHKa AflB, akroMarnqeciuffi UfltPOBOti BoJwrMeTp ALrlH, anaiioro-i.twponoft npeo6pa3onaTenb-HmcpeMewraTop AqMx, aMnJ1srgno-qacToTuaa Mo4yJnhltHoHnaa xapazTepn- cTHxa AS, attTzBmlti aneMenT automatische Regelung Analogmultiplexer Antennenumschalter AP, ART', Arithmetikprozessor (engl. arithmetic processor) CAM, Assoziativspeicher (engt. content-addressable memory) Datenübertragu ngse inrichtung Assoziativ-Parallelprozessor ASR, automatischer Sender und Empfänger (engl. automatic sender/receiver) automatische Phasenregelschleife automatische Frequenzwandiung automatische Regelung der Uberingerungsfrequenz Frequenz- und Phasenregelschleife Antennengitter  - Notfunkboje computergestützter Arbeitsplatz adaptive Leistungsregelung automatische Betriebsarteneinstellung automatische Stromregelung automatische Phasenregelung Terminal Lautsprecher Akustikkoppler Nachrichtengerät Regiepult ACIA, Asynchronübertragungs-Interfaceadapter (engl, asynchro- nous communications interface adapter) Stereo-Autokassettenabspielgerät automatische Frequenzstabilisierung asynchroner Tachogenerator automatische Steuerung automatische Empfangs- und Übertragungssteuerung Adaptivfilter aktives Filter aktives phasensynchronisiertes Antennengitter Amplituden-Phasen-Umsetzung amplituden-phasenmoduliert Amplituden-Phasen-Verteilung Antennenspeiseschaltung Amplituden-Phasen-Frequenzkennlinie Amplitudenkennlinie automatisches Digitalvoltmeter Analog-Digital-Umsetzer mit Inkrementhildung Amplituden-Frequenz-Modulationskennlinie aktives Element SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 2 - Stromversorgung Schaltnetzteile (Blatt 1) Fünfte Lieferung  1989 1 Blatt R W Ä Einleitung In Stromversorgungsbaugruppen für elektronische Schaltungen werden mehr un4 mehr Schaltnetzteile eingesetzt. Hauptgründe sind der gegenüber stetig geregelten Netzteilen höhere Wir- kungsgrad, die kleineren Abmessungen und die geringere Masse Gründe genug auch für den Elektronik-Amateur, sich mit dein Schaltnetzteil zu beschäftigen. Im vorliegenden Beitrag werden sowohl Schaltungen relativ un- problematischer Schaltregler mit vorgeschattetem Netztransfor- mator wie auch das netztransformatorlose Schallnetzteil behan- delt. Dabei werden in erster Linie praktische Gesichtspunkte des Schaltungsaufbaus berücksichtigt. Ein tieferes Eindringen in die theoretischen Probleme würde den gegebenen Rahmen über- schreiten. Hierzu wird auf [1] bis [7] verwiesen. 2.  Schaltregler mit vorgeschaltetem Netztransformator 2.1.  Schnitiegler mit Komparatorschaltkrels A 110 Schaltregler mit Netztransformator liegen mit ihren Verlusten und ihrer Masse zwischen stetig geregelten Netzteilen und Schaltnetzteilen ohne Netztransformator. Bild 1 zeigt die abge- wandelte Schaltung eines Schaltreglers nach [2] für eine Aus- gangsspannung von 5V, die z. B. zum Betrieb von TTL-Schalt- kreisen geeignet ist, Der Leistungstransistor VT3 wird durch den Koniparatorschaltkreis A 110 mit den nachgeschalteten Transi- storen VTI und VT2 angesteuert. Die für den A 110 benötigte negative Betriebsspannung von — 6V wird durch eine Span- nungsverdopplerschaltung (VD6, VD7. C2, G3, R11, VD10) ge- wonnen. Der Transformator benötigt nur eine Wicklung von 15 bis 20V. 1fl und Ril sind so zu dimensionieren, daß durch VD8 und VDIO im Betrieb noch etwa 5 mA fließen. Die Soll- wertspannung von etwa 8,2 V wird durch den Teiler R2, VD9 zwischen der +l2-V- und der — 6-V-Spannung gewonnen und dem nichtinvertierenden Eingang (Anschluß 3)des A 110 zuge- führt. Die Istwertspannung gelangt über den Spannungstei- ler R4, R5, R12 an den invertierenden Eingang (Anschluß 4). Übersteigt der Istwert den Sollwert, so sperrt VT3; ist die Soll- wertspannung höher, wird VT3 leitend. Der Mitkoppelwider- stand R6 bewirkt ein schnelles Umschalten sowie eine Hysterese und beeinflußt die »Rippelspannung«. Die Speicherdrossel L1 Ei i,25A formt im Zusammenwirken mit der Freilaufdiode VD5 aus den dabei entstehenden Rechteckimpulsen am Emitter von V13 (Bild 2a) eine Gleichspannung mit überlagerter »Rippelspan- nung« [1], [2]. Eine schnelle »soft-recovery«-Diode wie die 5V 35610,5eignet sich wegen der durch das »weiche« Ausschal- ten bedingten, relativ geringen Störspannung besonders. Auf Grund der erheblichen Gleichstromvormagnetisierung darf der Luftspalt der Speicherdrossel nicht zu klein sein. Für viele Anwendungszwecke in Schaltnetzteilen eignet sich der EL 42-Kern aus Manifer /83, hei dem der Luftspalt durch l'a- pierzwischenlagen zwischen den Schenkeln auf die gewünschte Größe eingestellt werden kann. Bei einer Zwischenlage von 0,2 mm erhält man einen effektiven Luftspalt von etwa 0,4 mm und einen AL-Wert von .'400nH/n2. Für eine Induktivität von 2 mH ergibt sich die Windungszahl n zu: n =   70 Wdg. Für Ströme bis zu 2 A genügt ein Drahtdurchmesser von 1 mm. Bei kleineren Strömen als etwa 1 A wird eine größere Induktivi- tät benötigt [1]; [2]. Dabei sollte der Luftspalt beibehalten und die Windungszahl erhöht werden. Bei wesentlich größeren Strö- men wird bei annähernd gleicher Windungszahl der Luftspalt vergrößert. An Stelle größerer Drahtstärken als 1 mm sollten 2 oder mehrere Drähte kleineren Querschnitts parallel gewickelt werden. Die richtige Funktion des Schaltreglers, auch die richtige Di- mensionierung der Drossel kann mit einem Oszilloskop über- prüft werden. Am Emitter von VT3 zeigen sich die in Bild 2a dargestellten Impulse. Den Verlauf des Drosselstroms 'L (Bild 2b) kann man an einem in die Drosselleitung eingeschalte- ten Widerstand R von etwa 1 U kontrollieren. 'L darf auch bei der kleinsten Belastung nicht zu Null werden, d. h., die unteren Spitzen des »Rippelstroms« A/L dürfen die Nullinie nicht errei- chen. Sonst muß die Induktivität vergrößert werden. Nach der Inbetriebnahme ist Rx wieder zu entfernen. Eine Z-Diode VD11 am Ausgang, deren Z-Spannung nur etwa 0,4V größer ist als die Ausgangsspannung, bewirkt einen einfachen lJberspnnnungs- schutz. Steigt die Ausgangsspannung über die Z-Spannung, bringt der Strom über VD11 die Sicherung Fi zum Ansprechen. Im ungünstigsten Fall könnte die Diode zerstört werden; der an- geschlossene Verbraucher wird aber auch dann noch vor Über- spannung geschützt. Eingang Oszill. VT 3   S0347 , KU607 12 1,8mHRx  • 5v Cl Ri R7 R9 l 1000v,.  - - I I < 100 LJ270I 40V *32v VT2 VOl  4 SF 1 R5 1C7 Ti SY 351/05 R6 lOOK 1 470 1 50» v05 fl = VO 8 SY 356/0,5 1_J1,1j Szx I D 7- 12 VT1 SF 127 04 C4 R1 - Voll lj2L0 SZ 6001 f33n 200 5,6 02 V06Jc3 VDjC5jC6 von   00» 25  100»  SZX[33nJ,2p SZX 1978,2 40V 5V3201 40V 191   1   6,2 -  Bild 1 Schaltregler für eine Ausgangsspannung von 5V mit dem A 110 vo?  n  - 6V  als Ansteuerschaltkreis (El 1,6 A) u nV tJE JA Bild 2 Kurvenformen von Strömen und Spannungen beim Schaltregler flach Bild), Bild 3, Bild 4 und Bild 5; a - Spannungsverlauf am Emilter des Schalttransistors (1)3, - Verlauf des Drosselstroms 1, darin sind: =   Tastverhälinis, 1,. - Einachaltzeit, T -- Periodendauer = Kehrwert der Schallfrequenz 2.2. Schaltregler mit dem Ansteuerschaltkreis MAÄ 723 Bild 3 zeigt die Schaltung eines Schaltreglers für eine Ausgangs- spannung von 12V und einen Laststrom von 1 A mit dem MAÄ 723 als Ansteuerschaltkreis. Wie die Schaltung von Bild 1 arbeitet sie nach dem Prinzip des selbstschwingenden Reglers, d. h., Schwingfrequenz, Laststrom und Drosselinduktivität hän- gen voneinander ab [2]. Der MAA 723 enthält unter anderem eine Referenzspannungsquelle von etwa 7,2 V und einen Ein- gang, über den der Ausgangsstrom begrenztwerden kann. Der Schaltungsaufbau wird bei gleichzeitiger Erhöhung der Betriebs- sicherheit einfacher als bei der Schaltung nach Bild 1. Die Soll- wertspannung (Anschluß 4) wird dem nichtinvertierenden Ein- gang (Anschluß 3)über den Spannungsteiler R4, R5zugeführt. Eingang R4 ist bei Augangsspannungen über 7V nur erforderlich, damit die Mitkopplung über 116 nicht unwirksam wird. Die Istwert- Spannung gelangt über den Teiler R14, R13, R12 an den inver- tierenden Eingang (Anschluß 2).Über R9 fällt eine Spannung ab, die dem Laststrom entspricht. Diese steuert über die Span- nungsteiler R7, 118 und 1110, 1111 einen Transistor VT3 an, der bei einer Spannung von 0,8 bis 1 V über 119 die Überstromsiche- rung zum Ansprechen bringt und den Ausgangsstrom begrenzt. An 119 kann zur Funktionskontrolle ein Oszilloskop angeschlos- sen werden, wozu C3 vorübergehend zu entfernen ist. Benötigt man kleinere Ausgangsspannungen als die Referenz- spannung von 7,2V, wird die Schaltung entsprechend Bild 4 mo- difiziert. Die Ausgangs-(Istwert-)Spannung wird dem invertie- renden Eingang (Anschluß 2) direkt zugeführt und die Sollwertspannung mit 114, 115 und R12 auf die Größe der ge- wünschten Ausgangsspannung von 5V geteilt. Die Drossel L und die Freilaufdiode VDI entsprechen der Schaltung nach Bild 1. Als Uberspannungsschutz kann eine Z-Diode wie in der Schaltung nach Bild 1 verwendet werden. Mehr Sicherheit bietet aber eine zusätzliche ICurzschlußschaltung mit Thyristor, deren Anwendung bei Spannungen unter 6V jedoch problematisch ist. 2.3. Schaltregler mit dem Impulsbreitenmodulator- schaltkreis B 260 Im Gegensatz zu den selbstschwingenden Schaltreglern nach Bild 1, Bild 3 und Bild 4 arbeitet die Schaltung nach Bild 5 wie die meisten »echten« Schaltnetzteile ohne Netztransformator (siehe das noch folgende Bild 6) mit einer festen Schattfrequenz Mit der RC-Kombination von 117 = 18 kU und C8 = 3,3 nF be- trägt sie etwa 20 kHz. Die Ausgangsspannung U. wird durch die Impulsbreite bestimmt, die der Regelverstärker durch den Soll! Istwert-Vergleich beeinflußt. Die interne Referanzspannungs- quelle erzeugt eine hochkonstante Spannung von etwa 3,4V, die dem nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers intern zu- geführt wird. Der invertierende Eingang (Anschluß 3)erhält die Istwertspannung über den Spannungsteiler 1117 bis 1120. Wegen der niedrigen Sollwertspannung ergibt sich ein prinzipiell glei- cher Schaltungsaufbau bei unterschiedlichen Ausgangsspannun- gen, die größer als 3,4V sein müssen, Wesentlichster Unterschied bleibt dann die Dimensionierung des Spannungsteilers 1117 bis 1120.Die Schaltung nach Bild 5 liefert bei einer Ausgangsspannung von 12V einen Laststrom von 1 A. Durch Änderung einiger Bauelemente (Klanimerwerte) kann sie auf UA =5V und 'A 1,5A umgestellt werden. Am Ausgang (Anschluß 14, Emitter des Ausgangstransistors) liefert der B 260 positive Spannungsimpulse, deren Tastverhältnis VT (s. Bild 2a) das Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsspannung bestimmt: UA T - 5 22fSO347 U.25rnH i 20.25V 1 R  VT  1200 1 2K  SFiid R347 VT SE 127 8 76 M1 MAA 723  9 5  4  3 2   RiO 10 0 R4 430 IRS 100 • Bild 3 Schallregler für eine 8 - Vol  Us.i  VO2 U j  12V mit dem MM 723 rl   3K 8   814 t   ['1   Ausgangsspannung von C4  R5 345I0,5 J   SAV 171 s Ansteuerschaltkreis (flur VD1 auch SY35670.5) tJA 12V, IA 812 1,5K cl 500» SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Lieferung  1989 Blatt Kapitel 2 - Stromversorgung 2-5 Schaltnetzteile (Blatt 2) VI 2 SO 345 / KU602  L-1,8mH R9  0,7  U4:  5V; 1,5.4   Bild 4  Abgewandelte  Schal- UE;.10 20V_ 5ansssPannuns ?'f Ri  v 7 1  R7 2K  SF 118  200 R3  47 ______  SF27 r   7  6  1 0 1 MAA  723   - g f_.... - wcl L____   3  21 RI l  ‚6!<  RiO  10 = R6  100!< P5  P13  Rd 1< 11<  2,71< r Bild 5  Schaltregler  für  eine Ausgangsspannung von 4  P12  C2  VO 1 12 V mit dem B 260 als - - Ansteuerschaltkreit. I ooa7K  T1»  5v Werte inKlammern gel- ten für eine Ausgangs- -0  spannung von 5V Un 1.l .-20..30V  _________________ 25mH (11.. 17V)   J  VT3  SO 347   1 R25  100 (1,8n,I -I )   Rx   UA l2V, I A (Sv;i.5A) R25  R24  Pl P17 2,2!<  180 - vol   470 5Y35610,5  (62) R3  1K 1 00 ¶ R2 R13  220 IF 2 7   8.2 x R20 VDZ sz 600 C6  R7  C8 C 1 3 _LC R21 ~ 112 T, 1 E 7 , 5 K   T Das bedeutet, daß bei einer bestimmten, mit dem Spannungstei- stabilisiert. Bei der 5-V-Ausführung ist eine Rohspannung von 1er R17 bis R20 eingestellten Ausgangsspannung die Impulse Schutz gegenüberhöhte Ausgnngsspannung realisieren. - Der Ii bis 17 V am günstigsten. Fällt sie unter 9,5V ab, schaltet sich mit steigender Eingangsspannung schmaler werden und mit fal- der B 260 ab; überschreitet sie mit Sicherheit nicht 18V, so kön- lender breiter. Mit diesenI mpulsenwird VT3 über VTI und VT2 nen VD2 und R1 entfallen- Mit R2 = 8,2 kO und R6  7,5kO er- durchgeschaltet. Die Impulse werden in gleicher Weise in eine gibt sich ein maximales Tastverhältnis Vt,,,a, von tO,6, das für Gleichspannung umgewandelt wie in denSchaltungen nach beide Variantengeeignet ist. Bild 1, Bild 3 oder Bild 4 durch Li und VDI , ebenso läßt sich mit dem Oszilloskop über Rx kontrollieren. Relativ einfach kannmaninder Schaltung nach Bild 5 den3,  SperTwandternetzteil für eine Ausgangsleistung von 25W ohne Netztransformator Uberspannungsschutzeingang (Anschluß 13)erhält vom Schlei- fer vonR20 eine der Ausgangsspannung proportionale Teilspan- Bild 6 zeigt  die  Schaltung eines Sperrwandlerschaltaetzteils nung. Übersteigt die Spannung nm Anschluß 13 etwa 0,6V, wer- ohne Netztransformator, ähnlich einer in [3] beschriebenen Va- den die Ausgangsimpulse gesperrt R20 wird so eingestellt, daß harne, für die Ausgangsspannungen von 5V und 12V bei Last- das bei einer Überschreitung des Nennwerts der Ausgangsspan- strömen von 2 A bzw. 1,2 A. Sie stellt etwa das Minimum an nung um etwa 0,5bis 1V geschieht. Aufwand für ein Schaltnetzteil dar. Dabei wird der Vorteil des Für die 12-V-Ausführung ist eine Eingangs- oder Rohspannung Sperrwandlers genutzt, daß mit einer Regelschaltung mehrere U5 von 20 bis 30V optimal. Die Betriebsspannung des B 260 Spannungen erzeugt werden können. Das Problem der Netztren- darf 18V nicht überschreiten und wird mit Rl, VD2 auf 12V nung bleibt auf den Transformator begrenzt. Dem steht der VO  47/6W   + 1213 310V  Si Kern  25 5V 345 /0,5K 20Vo   VOlO V012  V06   1 1 / V037  L2 5Y320/8   22u   3K5V34510,5   R   5v 100K/BW   - 0p 470/8W   1  22K U  - -  025 l  m22P  l 1 VOS  03   .12V 350V   P18   P16 C14 Pl   Ij RIO f1   P20   i 40V   V356/ -- -- - äußere   3,3Kj 1   330   C29 030   J±31 Spannungs-   N4  00 1 , quelle ca. 15V   1 RiS   r I   P21   1  P22 lOK  1,3,3K   1K  1K 15 14   : 02401k Li 2opH  VT2  5)R26 15   50169  - '9/345 2,7K B2600   1  2  3 4 5 6  7  8   1 P23 150 P24 1K VTt   VOß SF127  1  022 VGl   1  vo8   i P2 P4  P7   4/n 4  10K  18K   1 --- --'  N   V137 1<  '. 51/345/05 ./12  ------  /   Cl P6  C4 C6  C8   P11 220   P25  -- C21 l7M 1.5Kl?nJ47M  T3,3n 1n   1,8K   1 T in 11000 V Nachteil gegenüber, daß wegen der getrennten Wicklung n2, die das Istwertsignat für die Regelug liefert, die durch Laständerun- gen hervorgerufenen Ausgangsspannungsschwankungen nicht ausgeregelt werden. Bei der Inbetriebnahme sollte neben einem Vielfachmesser ein Oszilloskop (am besten eine 2-Kanalausfüh- rung) zur Verfügung stehen. Zur Kontrolle und Korrektur der Primärinduktivität von Tt sollte ein Induktivitätsmeßgerät ge- nutzt werden können. Aufbau und Inbetriebnahme gehen in 3 Stufen vor sich. Zu- nächst baut man den gestrichelt abgegrenzten Teil, der Impulser- zeugung und Steuerung bis zum Treibertransistor VTI enthält, und erprobt ihn mit einer Fremdspannung, die mit VDI stabili- siert wird. Aufbau und Funktion dieses Schaltungsteils entspre- chen weitgehend der im vorigen Abschnitt beschriebenen Schal- tung (Bild 5), so daß die hier gegebenen Hinweise auch bei der Inbetriebnahme der Schaltung nach Bild 5 von Nutzen sein kön- nen. Ril und R25 sind erforderlich, weil bei offenem Eingang (Anschluß 11)der Impulsausgang gesperrt würde. Der Span- nungsteiler R17 bis R19 wird an die 12-V-Spannung gelegt; der Schleifer von R18 wird an das »kalte« Ende gestellt. Am Aus- gang 15des 8 260 ergibt eine Kontrolle mit dem Oszilloskop sehr schmale positive und am Kollektor von VT1 die entspre- chenden negativen Impulse. Mit R 18 wird die Spannung an An- schluß 3 bis auf etwa 0,5 V erhöht, wobei die Impulsbreite auf ihren durch .112 und 116 festgelegten Größtwert von V1-,,,,5 0,5 springt. Erreicht die Spannung an Anschluß 3 die Größe der in- lernen Referenzspannung von etwa 3,4V, verringert sich VT wie- der stark und erlangt bei weiterem Spannungsanstieg wieder den Minimalwert. Durch Anschluß der Leistungsstufe wird die Schaltung komplet- tiert. Der Spannungsteiler 1117 bis R19 wird über VD6/C25 an die Wicklung n2 angeschlossen. Die Speisung des B 260 und des Transistors \'Tl durch die Fremdspannung dagegen bleibt beste- hen. Wegen der höheren Sperrspannung, die mehr Sicherheit ge- gen Spannungsspitzen bietet, wird für VT2 ein SU 169 einge- setzt, obwohl der SU 167 von den Daten her auch geeignet ist. Im Basiskreis von VT2 befinden sich zum sicheren Ein- und Ausschalten ein Speed-up-Kondensator C24 und eine Dros- sel L1 [6].Der Emitterstrom von VT2 erzeugt über VD7 bis VD9 einen Spannungsabfall von etwa 2,4V, der VT2 nach dem Aus- schalten sicher im gesperrten Zustand hält. Der Spannungsabfall über R25 wird über 1111, C11 dem Eingang zur Impulsunter- drückung (Anschluß 11)zugeführt. Übersteigt diese Spannung Bild 6 Schaltung eines Sperrwandlersdhaltnetzteils für die Ausgangs- spannungen 5V und 32V (VD3, VD4 lies SY 156/0,5K, 1125 = 3,80) 0,4V, wird mindestens der nächste Impuls gesperrt, der folgende wieder freigegeben usw. Erst beim Erreichen von etwa 0,6V wer- den die Impulse völlig gesperrt, und der Lnngsamanlauf über R2, 116, C6 wird eingeleitet. Cl sollte man so klein wie möglich hal- ten, damit die 0,6-V-Schwelle erreicht werden kann. Für den Transformator Ti wird wie für die Speicherdrossel (Bild 1) ein Kern EE 42 aus Manife- 183 verwendet. Für die Be- lastung von etwa 25W muß die Induktivität der Primärwicklung mindestens 20 mH betragen. Da mit der Induktivität auch die Streuinduktivität steigt, die insbesondere beim Sperrwandler ge- fährliche Spannungsspitzen hervorruft, sollte die Minimalgröße nicht wesentlich überschritten werden. Bild 7 zeigt den Wick- lungsaufbau von T1. Zuerst wird die Primärwicklung nI mit 200 Wdg., 0,30-mm-Cul (3 Lagen) aufgebracht, dann die Hilfs- wicklung n2 von 22 Wdg., 0,2-mm-Cul. Darauf folgt die Schirm- wicklung St. eine Lage Cu-Folie 0,03 mm. Nach einer weiteren, gleichartigen Schirmwicklung S2 folgen die Sekundärwicklungen n3 mit 6 Wdg., 1,0-mm-Cul und n4 mit 13 Wdg., 0,8-mm-Cul, die nebeneinandergewickelt eine Lage ergeben. Die Isolation zwischen den Wicklungen besteht aus je 2 Lagen Lackpapier 0,1 mm, die Lagenisolation von ni aus je einer Lage. Die Isola- tion muß sehr sorgfältig ausgeführt werden. Soweit möglich, soll- ten die Wicklungen beidseitig nur bis 1 bis 2 mm an das Ende des Wickelkörpers reichen, um die Kriechstrecken zu vergrö- ßem. Die Enden der Schirmwicklungen dürfen sich nicht berüh- ren, um keine Kurzschlußwindung zu bilden. Der Luftspalt des EE-Kerns wird durch Papierzwischenlagen auf etwa 0.18 mm eingestellt und anschließend die Induktivität von nI überprüft. Sie soll rund 10% über der errechneten Minimatinduktivität lie- gen, im vorliegenden Fall bei etwa 22 mH. Gegebenenfalls ist der richtige Wert durch Korrektur des Luftspalts einzustellen. Der Transformatorkem und die Schirmwicklung 51 werden mit dem Pluspol der Speisespannung + U5 (etwa 310 V), und S2 mit dem Schutzleiterpotential verbunden. Die Wicklungsenden von Wandlertransformatoren dürfen nicht verwechselt werden. Des- halb ist in Bild 6 der jeweilige Wicklungsanfang mit, einem Punkt gekennzeichnet. An die Niederspannungswicklungen n3 und n4 sind Finweg- gleichrichterschaltungen mit nachgeschalteten LC -Gliedern zur Störspannungsunterdrückung angeschlossen (UKW-Drosseln SCHALTUNGSSAMMLUNG \~Z  Kapitel 2 - Stromversorgung Schaltnetzteile (Blatt 3) Fünfte Lieferung - 1989 1 Blatt 2-6 S kunddrw,cli lung N3  N4 Schirm 52 W,ck!unps   - -Schirm Si isolohon  l-4:Ctswick lung N 2 Primorwicklung NI Grund - solo I i in Spulenk frper Bild 7 Wicklungsaufbau des Transformators des Sperrwandlctnctztcils nach Bild 6 oh.). C5, Rl, R20 und R22 werdennoch nicht indie Schaltung eingesetzt. Anden5-V-Ausgang wird einLastwiderstand von etwa 50 angeschlossen, an den12-V-Ausgang einsolcher von etwa 200. Mit R 18 stellt mandie Ausgangsspannung von5V ein. Die 12-V-pannung wird kontrolliert. Da sich beide Span- nungen mit R18 nur gemeinsam verändernlassen, muß gegebe- nenfalls einKompromiß gewählt werden. Mit einem am Kollek- tor vonVT2 angeschlossenenOszilloskop wird der Verlauf der Kollektorspannung kontrolliert. Er sollte etwa Bild 8a entspre- chen. Die Spannungsspitzensolltendie 700-V-tjienze nicht überschreiten. Die Ausgangsspannung (5 V) muß sich um etwa ±20% vom Nennwert verstellenlassen. Das Tastverhättnis VTmsx 0,5 darf bei +20% gerade erreicht werden. Durch das SOAR-Glied C21, R26, VD2 wird gewährleistet, daß die Kollektorspannung vonVT2 erst dannüber 300V ansteigt, wennder Kollektorstrom unter 3 mA gefallenist. Steht ein2-Ka- nal-Oszilloskop zur Verfügung, könnenKollektorstrom und Kol- lektorspannung gleichzeitig sichtbar gemacht werden. Dabei läßt sich die Einhaltung der SOAR-Bedingung (UCE >300V, nur, wennIc -c 3 mA) leicht kontrollieren. Dabei könnendurch Ver- größernvonR26 und VerkleinernvonG21 die Verluste durch das SOAR-Glied verringert werden. Um einEingangssignal für das Oszilloskop zu gewinnen, das dem Kollektorstrom ent- spricht, muß einWiderstand vonetwa 1 0 zwischen+ Uß und Primärwicklung vonTi eingeschaltet werden. Das Gehäuse des Oszilloskops liegt dannallerdings auf - U5-Potential. Das wird vermieden, wennder Spannungsabfall über R25, der dem Emit- terstrom folgt, zur Kontrolle benutzt wird. Dieser zeigt dann UCE inV 800 1 c inA 4 0,3 0.2 0.1 Bild 8 Strom-und Spannungsverlauf am Transistor VT2 (Bild 6) bei einer Netzwechselspannung von220V, d. h. U3 310V einendem Kollektorstrom sehr ähnlichenVerlauf, wennkein »Stromschwanz« 6] auftritt. Sind alle Funktionenüberprüft, wird die Hilfsspannung entfernt, die Schaltung komplettiert und auf Eigenversorgung aus der Wicklung n2 bzw. aus der Anlaufschaltung Ri. C5umgestellt. Wird einsicherer Anlauf nicht erreicht, sind versuchsweise Cl oder/und C5 zu vergrößernoder G6 zu verkleinern, oder für VDI ist einTyp mit einer höherenZ-Spannung (13 bis 15 V) zu wäh- len. Sperrwandler sollennicht irnLeerlauf betriebenwerden. Emp- fohlenwird einBetrieb mit 40 bis 100% der Nennlast. Zum Schutz gegenÜberspannung kann, wie hei denSchaltreglern, eine Z-Diode parallel zum Ausgang geschaltet werden. Günstig ist die Auswahl einer Diode, derenZ-Spannung nur geringfügig über der Ausgangsspannung bei Vollast liegt, mit einem Wider- stand (R30) von1 bis 30 inReihe. Das für Sperrwandler typi- sche Ansteigender Ausgangsspannung bei sehr kleiner Bela- stung, das bei der vorliegendenVariante mit getrennter lstwertwicklung besonders ausgeprägt ist, wird dadurch inGren- zengehalten. Will mandas Netzteil für nur eine Spannung auslegen, muß mit der auf die Hälfte verringertenLeistung die Primärinduktivität vonTi durch Verkleinerndes Luftspalts auf etwa 40 mit erhöht werden. Bei dem Schaltnetzteil nach Bild 6 führenalle Schaltungsteile außer der Schirmwicklung S2 und denSekundärwicklungenn3 und n4 mit denzugehörigenGleichrichterschaltungenNetzpo- tential und dürfennicht berührt werden. Am Kollektor vonVT2 tretenbei einwandfrei funktionierender Schaltung Spannungs- spitzenbis zu 700 V auf, bei fehlerhaftem SOAR-Glied bis über 1000V, Bei der Erprobung sollte einTrenntransformator zwi- schengeschaltet werden. Die komplette Schaltung ist dannvom Netz getrennt. Das fertige Gerät sollte auch aus Gründender Störsicherheit in einBlechgehäuse eingebaut werden, das, mit dem Schutzleiter verbunden, außerdem den erforderlichenBerührungsschutz ga- rantiert. Als weitere Störschutzmaßnahme ist indie Netzzulei- tung einFilter einzuschalten, das mindestens aus 2 Entstörkon- densatorenmit denzwischengeschaltetenSpuleneiner Stabkern- drossel besteht [1]. Achtung! Netzteile dieser Art dürfen nur vom Fachmann her- gestellt werden, der die einschlägigen Sicherheitsbestimmun- gen kennt und zu berücksichtigen in der Lage ist! Literatur [1] H.Jungnickel, Moderne Stromversorgungstechnik. in: radio fernsehen elektronik, Heft 7 bis 12/1980. [2] D.Müller, Schaltnetzteile - auch für denAmateur interes- sant. I n: Elektronisches Jahrbuch 1984, Berlin 1983, Seite 191 bis 205. [3] J. Wüste flube u.a., Schaltnetzteile 1982. [4] H.Prochnow, SU 165 inSperrwandler-Schaltnetzteilen. In: ra- dio fernsehenelektronik, Heft 10/1980, Seite 667 bis 670. [5] W.Schierer, Der Einsatz des Ansteuerschaltkreises B 260 in Gleichspannungswandlern, Schaltnetzteilenund Schaltreg- lern. In: 9. l-latbleiterbauelementesymposium 1981 inFrank- furt (Oder), Band 1, Seite 125 bis 138. [6] D.Müller, Schaltnetzteile ohne Netztransformator. In: Elek- tronisches Jahrbuch 1986, Berlin 1985, Seite 174 bis 193. [7] K.Pischmüller, Basisansteuerung von Hochvolttransistoren. In: Elektronik, Heft 11/1977, Seite 55bis 58. [8] H.H.Krüger, Integrierte Schaltnetzteilansteuerschattung B 260 D und ihre Einsatzmöglichkeiten. I n: radio fernsehen elektronik, Heft 2/1982, Seite 71 bis 75. 19] D. Müller, Schaltnetzteile - Schaltregler mit Impulsdauermo- dulator. I n: Elektronisches Jahrbuch 1986, Berlin 1985, Seite 259 bis 271 Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch 13 5, dasa hA, 6y4ep apeca BAM3, drnTOnasi armapaTypa MarHuTuofJ BAY3, 631oK aßloMalnqecKoro ynpaenern.a aarpy3Ic0i 13813, 6IIOK yrspaEJIeunx nbIöopxOli 6aHKoB naMATH 138!], 6hIcTpaM BdnoMoraTeJILHax naMliTa BBP, 6y4rnpHufl BbIXOJH0Ij perRCTP EBU, 65oK BX0HEIXenefi E1'HC, öojiama,j r116p}1411a11 miTerpajibHaM cxema BIt, 6anaucHblg 110 re'repossHy cmecmTeib BIT, 6nnoHRpiibiü reTepoTpaH3HcTOp E, 6y4,ep gaHHbix 1. 6110K JtH0108 E)Y3, 6110K McKpeTHo-ynpaB11xeMbJx npeMerrnwx 3a4epxeK EEflCHK 133, 6AOK aaepxKx 133,6J10K 3a1U1ITI1 13331, 6110K 3t1X11MH OaMMTH 133q, 6JT0ic 3tW4TH IHCeR BFkD, 6JloK Islrrep4efICllhIt yuKunoHaabnbr 13K, 6aiiaHcm,Ih KOHTyp Etc, 611011 Kilannalypal 13K, 6y4epiirnä KacKap EKE, 6ioic KnnTnponanng BKM, 6110K KacceTurnfs HnTep4)eflcm,rik 13KM, 6nog KOMMyTaTJHH MarucTpaneti EKM3, 6eCKOHTaKTHbffi MarHnT1n,t EKO, 6nosc KOHTPOJ1B 11 OTHaAKH 1311, 60K0Boft AefleCTOK EJIY, 6110K j1or-nqecKoro yopaBneHwM BMF, 611011 MarmsTnaTx rO11000K BMK, öaaoaofi MaTPHXHhlft KpncTanJ1 EMU, 6J10K Myrn,Tnnnelccopa BHflW, 6a3oBo nepeKypdnaabffi UHdpOBOfl 4,uulbTp 803Y, 6y4,epuoe onepaTuBnoe sanOM}malowee yCTpO(ICTBO 5014, 6JIOK o6pa60rKn }m4,opMalalln 5014, 6110K oTo6pa)KeIrng m4opMaIIHn 5011, 6110K o6pa6oTKss npepblaanrnä BOH, 6110K onepaTwBHOxl naMBTH BOP, 6n0x 06pa6OTKH pesyJaTaTon 1311, 6110K UaMÄTH EH, 6nox 1311, 611011 urramtx EH, 611011 npeo6pa3oaaTenS EH, 60prosoi4 npoiteccop EHM, 6McTpoteffcTeyIo11flIt HeqaTalo.11 EHH, 6110K 11OCTOHHIIbI0 naMilTil EHE, 6110K llplTöMIIHKa 11 pasaepToK EHY, 6110K UHTaHUH 11 ynpaofleHHM SHY, 6yKaone4araioiree ycTpoCicTno BHD, 6110K HHTaHHB 11 4)H11bTpOIS 5flrP, 6rncTpoe npeo6pa3onaHne 4'yphe Efle-H, napaMeTp,TqecKoe 6blcTp0e npe06pa30narnle (Dypbe 5P, 6110K pa3pR4a EC, 6arnjacTH0e conpoTuBileirne SC, 611011 cMeulemsa ECA, 6110K C011EKHI aHaJl0P0B0i ECK, 611011 cpaaneHux K011011 ECKH. 6orn,masi cncreMa KOJJJICKTHBHOFO upaeua BCC, 6anancaai1i 110 CHfl1JIYCMCCHTeab BCU, 6110K conpsuenusi Ln4)poao(1 ET, 6110K TafiMepoB STil, 6110K TaKToahIx HMIIy11hCOB EYI1, 6110« yupaBnernos Hh]JIHKaW4eh EYfl, 6nog yupawneHn BYHII, 6110K y0pauneHI4il npsteMonepejlaT'rnlcaMIs BDA, 611011 $opMnponamssi a11peca B1)K, 611011 4lOpMHpo11aHHH KOMKH4I EFYII, 6JxoK opMupoaarm11 ynpawrissIorrefi Fm4lopMauaefi SIIBK, 6optoaoh 1iH4,pOBO6 BbflHc11HTe11bIJMfiKomnaexc BLBM, ÖopToaaH itii4,poaasi BbIqucJlFrrenI,Haa Mawuna Eqp, 6aox qacToTHofI pa3BS{3b1 EffiH, 6ecIuyMnaB uacTpofiKa E3H, 6110K 9TaMOmibIx ilanpxxceunfi 13, Basis Adreßpuffer H eirnmagnetb andgerät automatische Laststeuerung Steuerung der Speicherbankauswahl FAM, schneller Pufferspeicher (eng!, fast auxiliary memory) Ausgangspufferregister Eingangsstufe hochintegrierte Ilybridschaltung Überlagerungs-Gegentakt- Mischstufe bipolarer Heterotransistor Datenpuffer Diodenblock diskrete Zeitverzögerungssteuerung BASIC Verzögerungseinheit Schutzschaltung Speicherschutzschaltung Datenspeicher Funktionsinterfaceschaltung Balanceschaltung Tastatur Pufferkaskad ierschaltung Quittierung Kassetteninterface Busan schalte inheit kontaktloser Magnetschalter Uberwachungs- und Funktionskontrolle Nebenkeule Logiksteuerung Magnetkopfeinheit ULA, Gate-Array (eng!. unpermitted logical array) Multiplexer nichtrekursives digitales Grundfilter Pufferspeicher Informationsverarbe itungse inheit Display ICU, lnterruptsteuereinheit (engl, interrupt control unit) Arbeitsspeichereinhe it Ergebnisbearbeitungseinheit Speicherblock Drucker Speiseschaltung Wandlereinheit Bordcomputer Schnelldrucker Festwertspe ichereinheit Empfangs- und Ablenkschattung Speise- und Steuerschaltung Zeichendrucker Versorgungs- und Siebschaltung FFT, schnelle Fouriertransformation (engl. fast Fourier transfor- mation) PFFT, parametrische schnelle Fouriertransformation (eng!. para- metric PFD BE, Biteinheit Lastwiderstand Versorgungsspannungserzeugung analoge Verbindungsschaltung Kodevergleichsschaltung GGAA, Groß-Gemeinschaftsantennenanlage Signal-Gegentaktmischstufe digitale Verbindungsschaltung Zeitgeber Taktgenerator Anzeigesteuemng Speichersteuerung Sende- und Empfangssteuerung Adreßtreiber Befehlstreiber Steuerbefehlstre iber Bordcomputer Bordcomputer Frequenzkopplung MUT, rauschfreie Abstimmung (engl. muting) Normalspannungseinheit SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 2 - Stromversorgung Verhalten der Primärbatterie R6S bei Entladung  2-7 mit sehr kleinen Strömen 1. Einleitung Moderne Gerätetechnik ist häufig eng mit netzunabhängigem Betrieb gekoppelt. Im Vordergrund steht dann nicht die Schal- tung als »Lieferant« einer vom Netz gewonnenen Spannung, son- dern das Primärelement als Spannungsquelle. Batterien vom Typ R6 finden in vielen Geräten und zunehmend in neuentwickelten elektronischen Konsumgütern Verwendung. Bei Quarzuhren, Taschenrechnem und anderen Geräten mit sehr geringer Stromaufnahme erstreckt sich die Betriebsdauer mit einem Batteriesatz bis zu einem Jahr und länger. Dadurch ist das Entladeverhalten anders, als es die nach TGL 7487 ermittelte Entladekennlinie zeigt (s. Bild 1). Es wur- den deshalb Versuche durchgeführt, um Erkenntnisse über den Verlauf der Entladekennlinie und Ober das Auslaufverhalten der Batterien zu gewinnen. 2. Stromaufaahmewerte einiger Geräte mit der Batterie R 6 Als Richtwerte gelten folgende Angaben: Melodiewecker Elektronika 2-14 (UdSSR) 100 MA Digitalwecker Elektronika 2-11 (UdSSR)  4 pA Analogwecker (Ruhla)  100 MA Taschenrechner MR 4110 (Mühlbausen)  40 1iA 3. Kennwerte der Batterie R6S nach [11 Nennspannung 1,5V Lagerfähigkeit 12 Monate Belastbarkeit  kurzzeitig bis 250 mA täglich mehrere Stunden bis 40 mA Entladedauer nach TGL 7487, 12 h/d über 300 (1 mit jeweils 4 h Unterbrechung bis zur Entladeschlußspannung von 0,9 V frisch  168 nach 12 Monaten Lagerung 134h Daraus resultiert die (in [1] nicht aufgeführte) Batteriekapazität von 0,9 Ah bzw. 0,7 Ah. 4. Versuchsvarianten und -bedingungen - Dauerentladung über ohmsche Widerstände mit Entladeströ- men von SOOpA, 300 MA, 200pA, 100 MA; - Entladung als Einzelelement; 2 Elemente in Reihe; 3 Ele- mente in Reihe; - Umgebungstemperatur etwa 22°C (Zimmertemperatur); etwa 4 °C (Kühlschranktemperatur). 5. Erläuterungen zur Versuchsdtirchführung Es wurden 35 frische, direkt vm Hersteller - dem VEB Berliner Akkumulatoren- und Elementefabrik - bezogene Batterien verwen- det. Vor Versuchsbeginn wurden Leerlaufspannungen und Kurz- schlußströme gemessen, um daraus eventuell Erkenntnisse über die Batteriequalität, die Kapazität bzw. den Ladezustand zu er- halten. Die Batteriespannung wurde wöchentlich mit einemDigitalvolt- meter gemessen. 6. Ergebnisse „4 Der Verlauf der in (11 angegebenen Entladekennlinie nach TGL 7487 wird durch die Kurve 3 in Bild 1 bestätigt. Bild 1 bis Bild 5zeigen einige ausgewählte Entladekennlinien bei den an- gegebenen kleinen Strömen. Dabei haben die eingezeichneten Punkte folgende Bedeutung: a  erste Auslaufsteilen, b - großflächige Auslaufstellen, c - total ausgelaufen; Elektrolyt durch Außenhaut gedrungen. 0 •4 I n cot -  -0 0 Tabelle Minimale, maximale und durhscIinitlliche Entladedauer in Tagen bei den gewählien Eniladenrömen Entladestrom Entladedauer in Tagen inpA bei Zimmertemperatur  bei etwa 4 t min.  Max  Durchschnitt Durchschnitt 500 91 122 107 - 300 90 157 115 190 200 123 247 157 298 100 153 340 226 - Es fällt auf, daß bei den meisten Batterien zur Zeit des Auslauf- beginns die Spannung weniger sinkt als zuvor bzw. sogar wieder ansteigt (z. B. Kurve 2 und 3 in Bild 2). Aus der Tabelle sind die minimal, maximal und durchschnittlich erreichten Werte für die Entladedauer ersichtlich, Die spürbar größeren Werte bei der Temperatur von 4'C sind in den Kurven 6 (Bild 3), 9 (Bild 4) und 13 (Bild 5) zu erkennen. Es wird deutlich, daß bei gleichem Entladestrom und mit Batte- rien derselben Herstellungscharge sehr unterschiedliche Kennli- nien und Entladezeiten möglich sind. Die anfangs gemessenen Werte für die Leerlaufspannung (1,65 bis 1,71 '1) bzw. für den Kurzschlußstrom (3,0 bis 4,5 A) lassen keine charakteristischen Abhängigkeiten der Entladekennlinien bzw. des Auslaufverhal- tens erkennen. Bei der Reihenschaltung von 2 bzw. 3 Batterien zeigt sich mei- stens nur 1 Element, das vorzeitig entladen und damit auch aus- gelaufen ist. Das Erreichen der Entladeschlußspannung ist bei fast allen untersuchten Batterien unmittelbar mit deren Auslau- fen verbunden. Dabei geht die Tendenz bei kleiner werdenden Entladeströmen zu immer früher einsetzendem Auslaufen vor dem Entladezustand. 7. Praktische Hinweise - Mit R6S-Batterien bestückte Geräte mit großer Betriebsdauer sollten regelmäßig auf eventuell ausgelaufene Batterien kon- trolliert werden (spätestens nach etwa 3/ der durchschnittli- chen Betriebsdauer je Batteriesatz). - Erste Anzeichen auf entladene Batterien (z. B. schwächer wer- dende Anzeigen) deuten auf verbrauchte und meist ausgelau- fene Batterien hin, die sofort ausgewechselt werden sollten. - Auch bei nur 1 entladenen Batterie ist der gesamte Satz zu er- neuern. - Vorrätige Batterien sind möglichst kühl (z. B. im Kühlschrank) aufzubewahren. Die Selbstentladung wird dabei verringert. - Elektronische Geräte sollten nicht unnötig großer Wärme bzw. direkter Sonneneinstrahlung (z. B. im Auto) ausgesetzt wer- den. Literatur [1] Prospekt über Primärbatterien von AK.A ELECTRIC SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 2 — Stromversorgung Programm zur Berechnung eines Transformators 1989 1 Blatt 2-8 Einleitung Für Elektronikamateure besteht sehr oft die Notwendigkeit, einen Transformator zu berechnen. Mit der zunehmenden Ver- breitung von Computern ist der Einsatz eines Programms zum Berechnen der Transformatoren möglich. Kurzbeschreibung des Programms Die Tabelle gibt das Listing eines einfachen BASIC-Programms für den ZX'-Spectrum wieder, das als Beispiel für den Einzug von Computern in diese Problematik betrachtet werden soll. Im Pro- gramm wurden nur Standard-BASIC-Befehle verwendet, so daß die Übernahme dieses Programms auf andere Computer keine Schwierigkeiten bereiten dürfte. Raum für Draht- und Wicklungsisolation ist im Programm reser- viert. im übrigen sei auf Blatt 2-1 der 4.Lieferung der Schaltungs- sammlung für den Amateur verwiesen, vor allein auf Ab- schnitt 1.12. (Isolation je nach Schutzklasse, also nötiger Prüfspannung). Die resultierenden Drahtdurchmesser sind auf die nächstliegenden Standardwerte zu runden, da sie im Pro- gramm nicht vorgesehen wurden. Die Daten für 14 Transformatoren (je 7 M- und El-Kerne) sind als DATA-Zeilen von 910... 1050 im Programm enthalten und können bei Bedarf ergänzt werden. Die DATA-Zeilen haben fol- genden Aufbau: xxx DATA CS,a,b,p,nj,v,l,q,o Dabei haben die Variablen diese Bedeutung: - Transfomsatortyp, a,b - Angaben zur Größe des Wickelraums, p - maximale Leistung., n - Windungszahl je Volt, - zulässige Stromdichte, v - Korrekturfaktor, - nicht benutzt, '1 - Wirkungsgrad, o - verfügbaie Leistung. Weitere im Programm verwendete Variablen: x - Anzahl der Sekundärwicklungen, s  - Drahtdurchmesser Primärseite, n - Windungszahl Primärseite, r  - Drahtdurchmesser Sekundärseite, 1  - Windungszahl Sekundärseite, w  Wickeiraurn. Nach der Eingabe der Anzahl der Sekundärwicklungen und der entsprechenden Spannungen und Ströme folgt die Auswahl der Form des Kerns (M- oder El-Kern). Anschließend wird vom Computer die Transformatorgröße festgelegt, und die Windungs- zahlen und Drahtdurchmesser werden berechnet. Danach kann der Transformator noch optimiert werden. Nach der Auswahl einer Spannung oder eines Stromes wird dieser Wert solange erhöht, bis entweder die Leistung oder der Wickel- raum ausgelastet ist. P174 Netz  1195 Wdg,  0,28 01  10 1) II  1 R  61  1kg.  07 12  1 R  122 1kg.  0.7 56 Xt3iCketrau belegt 75 s Leistung beneetigt Biiü 1 Trafo optimieren '?   Hardcopy eines Beiech nungsbeispiels 3. Beispiel Als Beispiel wurde ein Transformator mit einem M-Kern und 2 Sekundärwicklungen (10V, 1 A und 20V, 1 A) berechnet. Bild 1 zeigt die Hardcopy des berechneten Transformators. Tabelle 1 I4ASIC-1,isting eines unter Spectrom.Nutnern verbreiteten Pro- gramme, nachgestaltet vorn Autor 10 REM Net.trafobcrechnung  by Th.Belch 11/84 20 CLEAR 30 REM Trafodaten 40 DIM c$(14.9): DIM a(24): DtM b(14): ulM p4): DIM n(14): DIM j(14): DIM V( 14): DIM 1(14): DIM q(14): DIM o(14) 50 TOR z=1T014 60 READ c$(z): READ dz): READ Wz): READ p(2): READ n(z): RISAD 3(z): READ v(z): KRAn I(z): READ q(z): READ 0(z) 70 NEXT z 80 REM Anzahl der Wicklungen 90 LET p=O: LET opti=0: CLS 100 PRINT 'Wieviel Sekundaerwicklungen ?' 110 INPtTT'Anzahl = 120 CLS: 17 x- 1 THEN PRINT TAB lO;'t Wicklung' 130 17 x>l TtTEN PRINT TAB IO;x:" Wicklungen" 140 17 z<l THEN GOTO 90 150 PRINT --------------------------------- 160 PRINT 170 DIM u(x): [MM i(x) 180 REM Eingabe:Strom.Spannung 190 VORs ITOs 200 PRIN'I U";z? = 210 INPUT 220 PRINT Wz):" V' 230 PRIN'll":z;" = 240 INPIJl "":i(z) 250 PRINT i(z); ' 260 LE3' w= utzj*i(z) 270 LET p .: p4w 210 NEXTz 290 CLS 300 PRIN'I' Welcher Kerntyp 7 M oder EI" 310 PAIISIC 20 320 117 INKt1Y$-' " THEN 0050 320 330 1V INKEYS="m" THEN GOlD 380 340 1V INKEY$ - e" TIIEN GOTO 430 350 PAUSE 30 360 GOTO 310 370 PRINT: PRINT Gewuensch(e Leistung zu gross ": PAUSE 100: PAUSE 0: GOTO 290 380 TOR 1=1T07 390 17 p>150 l'ttEN GOTO 370 400 LET, P 0(k) 410 1Fa>0 IREN NEXTk 420 (0'l'D 470 430 LOk 1=8 TO 14 44)) lt' p >417 IHLIN GO 10 370 450 LET t -1) - O(k) 460 IU a>0 THEN NENT k 470 CLS: PRINT cS(k): PRINT 480 PRINl - 490 PRINl 500 LET ei- INT (.5+n)k)*220) 510 LEF s =001 *IINT (.5 *2e3*SQR (p/q(k)/j(k)/220/Ptfl) 520 LET a=(p/q(k)'j(k)/220I 530 PRINT "Netz";TAB 12:n;TAB 17;'Wdg,";TAII 24:s;TAB 30;"mm" 540 PRINT 550 LITt w-n*a*2 560 FOR v -1 TO x 570 PRIN1 'U'>';" = u(e):" 580  PRINl''l":v:" = ":itvl: A": 590 LET IINT (5 * u(v)*n(U*I 1 +v(k))) 600 LL'l' r=(INT .5- 1e3*(SQR 610 pRINr TAB 12:1;TAB 1 7:"Wdg":TAB 24;r:TAB 30. rum" 620 PRINT 630 LET w=w-- (2*t-x-((r/2) "2*Pt)I 640 NEXT v 1020 DATA "EI 130/36",65,255,250,2.92,22,06,.145,.91,227.5 650 PRINT 1030 DATA "EI 130/46",65,259,320,23121,05,12,92,294.4 660 LET wi=INT (.5+w/a(k)/b(k)*100) 1040 DATA "EI 150/40",71,30.5,370,23Ij.8,.05,.131,.914,338.18 670 IF wi>'lOO THEN LET opI1"'2 1050 DATA "EI 150/50",71,305,450,185,l.7,04,.144,925,41625 620 PRINT wi;" % Wickelraum belegt r' 1060 REM OPTIMIERUNG 690 LET leistlNT (.5+p'o(k)*100) 1070 CLS  FOR z"'1 TO x 700 IF leist>"lOO TI-JEN LET optH2 1080 PRINT "U";z;" 710 PRINT leist;" % Leistung benoetigt !" 1090 PRINT u(z);" V". 720 IF opti=1 THEN GOTO 1230 1100 PRINT "t";z;" = 730 IF opti=2 THEN GOTO 850 lilO PRINT 1(z);" A" 740 IF opti=3 THEN GOTO 1340 1120 NEXT 750 PAUSE 30 1130 LET opti=1 760 PRINT: PRINT "Trafo optimieren ?jfn" 1140 PRINT; PRINT "Optimieren von U oder 1?' 770 PAUSE 50 1150 PAUSE 30 780 IF INKEY$="" THEN GOTO 780 1160 IF INKEY$="" THEN GOTO 1160 790 IF INKEY$="j" THEN GOTO 1060 1170 JE INKEY$="u" 'EHEN GOTO 1200 800 FOR g=O TO 50: NEXT g: PRINT "nochmals berechnen mit M 1180 IF 1NKEY$="i" THEN GOTO 1300 od. EI?" 1190 GOTO 1160 810 IF INKEY$'""" THEN (1010 810 1200 REM Optimieren der Spannung 820 IF INKEYS="m" THEN GOTO 380 1210 PRINT: PRINT "Spannung Nr:"; 830 IF INKEY$="e" THEN GOTO 430 1220 INPUT zz; PRINT ii 840 PAUSE 40 1230 LET u(zz)u(zz)-*l.l 850 PRINT "Programm nochmals starten ?jln" 1240 LET pO 860 PAUSE 50 1250 FOR z=i TO x 870 IF INKEYS"" THEN GOTO 870 1260 LET w=u(z)*i(z) 880 IF INKEYS="j" THEN GOTO 90 1270 LET p=p+w 290 IF INKEY$="n" THEN STOP 1280 NEXT 900 GOTO 870 1290 GOTO 470 910 REM **** Trafodaten **** 1300 REM Optimieren des Stromes 920 DATA "M 42",26.4,7,4,22,3.5,.35,.32,.5,2 1310 LET opti=3 930 DATA 'M 55",33.5,8.5,12,11.4,3.15,2,.25,66,792 1320 PRINT: PRINT "Strom Nr.: 940 DATA "M 65",37,10,25,752,2.9,,14,.2,76,19 1330 INPUT zz: PRINT zz 950 DATA "M 74",44,12,50,5.43,2.6,.12,.17,.8,40 1340 LET i(zz)i(zz)*1.1 960 DATA "M 85",49,11,70,4.32,2.7,.09,17,.82,57.4  ' 1350 LET p=O 970 DATA "M 102/35",61,13.5,120,2.92,255,.075,.16,.85,102 1360 FOR 2=1 TO x 980 DATA "M 102/53",61,13,5,170,2,27,2.4,.07,.15,.88,149.6 1370 LET w"u(z)'X-i(z) 990 DATA "EI 70",33.5,16,25,1092,2.9,.16,.22,.826,2065 1380 LET p=p+w 1000 DATA "EI 92",44,18,50,5.02,2.85,.09,.16,.888,44.4 1390 NEXT 1010 DATA "EI 106",49,21,125,3.98,2.65,.075,.166,893,l11.625 1400 GOTO 470 Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch 8 BAP, BapnoMeTp RE, HblXn4HOfS y(Pep 8811e aepxilxx doKonais nojIoca BBC, aMcoKO'.acTorabük 6anucHpoao'Jublü cTeHJ BB, BBOUBLIBO7I BB, B5JC0K0110JISTHSIfI B0011, BOJIHOBOR BBY, nBQsmo-ahln0Jrs0e yCTp0cTa0 BaY, nBnJIsIoe yc'rpncTBo BBMY, ahlao4n0e ycTpofsc'rno REH, nmc0KoqacToTm,u3 renepaTop HMnyJTbcOn BbIpnrn,rnTeJIb JIHO1IHLISI B)1P, HOJIH0B04HO-gn9JIeIcTpHqecKnfs penonaTop BflT, B0JIbTOAO62BO'IHbui Tpasic4)opxlaTop B3A, BhmpisMwrejlb 3apaJta aKKYMyJIHTOpOB B3Y 38M, aaemHee 3anoMuHaIollee ycrpolacTBo aneKTpoHnbIx BbIqIicJlHTeJu,Hbsx MaIHHH BH, un2IeoycluIllTesIh 81411, oHyTpeslm,Iff s4cTOqHuIc msTasrna BHR, ßpeMWHMflyJsbdHMh npeo6pa3oBareJu, BUH, BdnoMorareJIhHMft MCTO'IIIHK HHTaRHSI BUH, aTnpwnn,1h ØCTO'IHHK n1rranru ER, BHyTpHCXeMHBT4 IcoHTpona BK, BXWIHOII KoMMyraTop BICq, nbacoKocTa6nJIaHaIä Karnl6paTop qacTo-rbl EJIC, BojiHonne conpoTHnnesose BM, npeMelrnoii MexamiaM BM, Bpemerenmä M0ßJ1ZTOP DU, BbICOKOC nanpxxelme BHY, anemnee ycTpOIkTeO BOH, BHYTpeHHLI#t OHOPHBIh HCTOMHHK BOAC, BOJIOKOHHO-OImIqeCKax JIMHHB caxan BOJIC, BHaoBo-opstelnapoaarn{ax npOrpaMMHaa cncTeMa EH, sHyrpeHnrnl IIaMHTI, BHY, aueonocoposoe yttpOlcTaO 8!', nhlcoIcOpeneaalaTHr,Ih Varjonleter Ausgangspuffer oberes Seitenband HF-abgeglichener Aufbau E-A, 1-0, Eingabe und Ausgabe (engl. input - output) Hochspannungs- Weilenleiter Ein- und Ausgangsschaltung Eingangsschaltung Ausgangsschaltung HF-Impulsgenerator Diodengleichrichter dielektrischer Wellenleiterresonator Zusatzspannuagstransforrnator Batterielatleschaltuag externer Speicher von Rechenmaschinen Videoverstärker interne Stromversorgung Zeit-Puls-Wandler Notstromversorgung Sekundärstromversorgung In-Circuit-Test Eingangsumschalter hochstabiles Frequenznormal Wellenwiderstand Zeitschaltung Zeitmodulator Hochspannung externe Schaltung interne Referenzquelle faseroptische Übertragungsstrecke bildschirmorientiertes Betriebssystem interner Speicher Videomonitor hochwertig SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 2 - Stromversorgung Integrierter Spannungswandler U 7660 D (Blatt 1) 1989 1 Blatt 2-9   1.  Einleitung Der integrierte Spannungswandler U 7660 D ist für ein spezielles Gebiet der Stromversorgungstechnik entwickelt worden: für die Spannungswandlung in Polarität oder (und) Höhe. Der zuneh- mende Einsatz netzunabhängiger Geräte, z.B. von Digitalmeßge- räten für Spannung, Strom, Temperatur usw. und deren wachsen- der Integrationsgrad fordern spezielle, leistungsarme Schalt- kreise zur Anpassung der Spannung von möglichst nur einer Batterie an die Versorgungsbedingungen der hochintegrierten Schaltkreise in diesen Geräten. Außerdem müssen symmetrisch betriebene Analogschaltkreise in diesem und anderem Zusam- menhang versorgt werden. Darüber hinaus brauchen einige Ty- pen dynamischer RAM's eine negative Hilfsspannung. Mit dem LT 7660 D steht eine Schaltungseinheit zur Verfügung, • UCC OSC LV LJ0 U7660 0 Bild 1 Lii Lii Lii Lii  Anschtußbetegung des Nt. CAP H CÄP  U76600 mit der sich solche Aufgaben lösen lassen. Dieser in einem Spo- ligen DIL-Gehäuse untergebrachte Schaltkreis (Bild 1) benötigt extern nur eine Versorgungsspannung zwischen 2,5und 10V (ab 6,5 V mit zusätzlicher Diode vor dem Ausgang) sowie 2 Konden- satoren.   2.  Innenschaltung und Funktion Gemäß Bild 2 sind die an der Spannungswandlung beteiligten Dioden als von der anliegenden Spannung gesteuerte Schalter dargestellt. Die Kondensatoren wirken als Batterien kleiner Ka- pazität. Bei der Betrachtung muß man konsequent in einzelnen »Phasen« denken. Denn: Wenn auch eine Batterie keine Wech- selspannung liefen wie ein Transformator, so kann man doch durch periodisches Ein- und Ausschalten bestimmter Pfade ähn- liche Wirkungen erzielen. Was zunächst also benötigt wird, Ist ein Generator. Außerdem braucht man schaltbare Halbleiterbau- elemente- Die Ladungsspeicher werden außen an ein solches Ge- bilde angeschlossen. Schließt man entsprechend Bild 2 die Schalter 51 und 53, so lädt sich Cl im Idealfall auf Ucc auf: links positiv, rechts negativ- Öffnet man nun diese Schalter und schließt dafür S2 und S4, so lädt Cl den Kondensator C2 oben negativ und unten positiv auf. Bei gleichem C-Wert und gleichen Ladebedingungen sowie ver- lustfreien Bauelementen steht damit an C2 die Betriebsspan- nung mit umgekehrter Polarität zur Verfügung. Die Belastbarkeit dieser Quelle hängt von der gespeicherten Ladungsmenge und von der Frequenz des »Nachladens« ab. Der U 7660 D wird in CMOS-Technologie gefertigt. Bild 3 zeigt die Übersichtsdarstellung der Innenschaltung. Der Spannungs- regler wird für kleine Betriebsspannungen bis etwa 5V aus Wir- kungsgradgründen überbrückt. Sonst jedoch ist dieser Anschluß offen zu lassen, um die einwandfreie Funktion bei höheren Be- triebsspannungen zu gewährleisten. Für Betriebsspannungen oberhalb von 6V mtil3 außerdem in Reihe zum Ausgang (5)eine Diode gelegt werden, deren Pfeil auf den Ausgang zeigt. Alle diese Spezialitäten und eine Logikschaltung als Teil des Schaltkreises sollen garantieren, daß sich im Betrieb keine unzu- lässigen und damit gefährlichen Pegelverhältnisse einstellen können (Verpolen der n-Kanal-MOS-Transistoren am Ausgang, dadurch Latch-up-Gefahr!). Der Oszillator des LT 7660 D schwingt bei Ucc = 5V mit typisch Ucc e S2 RL (u0)  u0 C2 Bild 2 Prinzip der Umsetzung einer positiven in eine negative Spannung bei weiterer Verftgbarkeit auch der positiven Spannung (C2 um- drehen) (8) CAP regler   1 l,— t--° U0 Bild   .-1-.Iumsci Übersichts.schattplan  egk zum LT 7660D 10 kHz ' kann jedoch durch ein C am Anschluß OSC in der Fre- quenz verringert werden. Andererseits läßt sich an diesen An- schluß auch ein höherfrequenter Fremdtakt anlegen. Richtwerte der Kapazitätswirkung: 100 pE senken die Frequenz von 10 kHz auf etwa 1kHz, mit 1 nF erreicht man etwa 100 Hz. In solchen Fällen muß man aber die Werte der beiden externen Kondensa- toren für die Spannungswandluag entsprechend erhöhen! Kennwerte Tabelle 1 bis Tabelle 3 enthalten aktualisierte Daten (September 1988) zu dem zum Manuskriptzeitpunkt noch relativ neuen Typ. Bild 4 zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung über dem Aus- gangsstrom bei U< -- = 5V und Cl = C2 =10 pF. Tabelle 1 Grenzwerte des LT 7660 D Achtung! Spannungen von >(t.'. + 0,3V) oder <(Massepoten- tial 0,3 V), an Anschlüsse des U 7660 13 gelegt, können zu »laich up« und damit zur Zerstörung des Schaltkreises führen! Eingänge dürfen nur Spannungen erhalten, wenn Betriebsspannung anliegt Kenngröße  Kurzzeichen Kleinstwert Größtwert Betriebsspannung in V  CL.  0  10,5 zulässige Dauer des   -  1« unbegrenzt Ausgangskurzschlußstroms l  ins bei T1LC < 5,5V Verlustleistung in MW  P,,, 300 Leistungsreduktion ab  5,5 50»C in mW/K Eingangsspannung an OSC  U1 und LV in V für U 5,5V  -0,3 U -1- o,3 >5,5V  U-5,5 U+0,3 Achtung! Kurzschlüsse bei Betriebsspannungen über 5,5V sind zu ver- meiden! Anschluß LV muß bei U.>5.5V offen bleiben! Tabelle 2  Be;riebsbedingungcn des U 7660 8 Kenngröße  Kurz  Kleinst- Größt- Einsiellbe- zeichen  wert wert dingungen) eo~IT VX Betriebs-  U  3,5 10 Spannung  3,5 1  1 inV 6,5 52 2,0 5,5 S1,S2 limgebungs-  8,  0 70 — Bild 5   (irundbeschaltung für negative Ausgangsspannung (gestrichelt: temperatur- für kleine Eingangsspannungcn taut Text); für Frequenzverringe- bereich in 'C rlrng C zwischen 7 und 8 (5. Text) Geschlossene Schalter laut Meßschaltung Bild 15 UCC  vx Tabelle 3  Xenngrdß en des U 7660 Dfür 8,=25C, Cl = C2= I0pF An- .vchlaj37unbcschallet. 1 =  (tI,(HUOI)/I{H 1 P8765 U7660D 1 765 ü76600 Orw =  1oUiiUcc(1croi3OrPiUoVl)'cc L   2 34 1  234 Kenngröße5  KW  typisch (1w 10»_tjJ en bedingungen) »r4j_ CC iopT 1 Strom-  1- 310 500 U>  5 V; 52 aufnahme Bild 6  Kaskadieren für größere Ausgangsspannung (etwa  - nil1 ; Dioden In jA vor den AusgIngen bei höherer t) -s. Text) Ausgangs-  R.  55 100 Io  20 mA; widerstand 1re =  5V; in 13 S1,  S3 4 ücc 300 /o   3 mA; Vx = 2V: _______ Si,  S2. 53 L L 8765 Spannungs-   >/n   97  99.9 lj   = 5V;  - U 76500 umsetzungs- 52 1 2  3  1 wirkungsgrad 0 in % V. ________ Leistungs-   Tlew   87  95 2 rnA: r wirkungsgrad Ccc = 5 V; ‚_I L_   -. RO in % ‚ S2,3 87 6  5 1376500 1) KW = Kleinstwert, GW Großtwen 2) geschlossene Schalter laut Meßscnaltung Bild 15 Bild 7 Paratlelschaltung für höhere Ausgangsströnle; bei n Kreisen wird R0 etwa auf n-ten teil serringen (Dioden vor den Ausgängen wie- der bei höherer U) u 3 7 6 5 1 J, VD1 ü7 s600 ; 2XSAV 12 __l 1 VD2 J_.l   1?o•Uo?üCC-1üF Bild 8 10 20 30 40 50 60   1  Ii in mA  Spannungsverdoppier 5 4   (-..) UCC 5V 2 0 Bild 4  Ausgangsspannung  als :  Funktion  des  Ausgangsstroms  für = 5V. Cl -C2 = 10 pFund 0 --25 2C sowie ohne Beeinflus- sung der Oszillatorfrequenz CC -  - Uo i 8 7 6 s1'02 Cl U76600 1 0/4 4.  Herstellerinforniationen und Anwendungen 1_) 3  4 C2 V03 c i -1 Der U 7660 D ist zwar einerseits ein neuerer Typ des Inlandssor- 10» - 1O» 04 timents, hat jedoch andererseits im ICL 7660 ein internationales 1 Vorbild. Entsprechend gibt es eine Reihe quasi bereits ‚>standar- disierter« Einsatzbeispiele, die in Bild 5 bis Bild 10 zusammen- gefaßt worden sind. Da ein spezielles Schaltsymbol für diesen Typ zum Manuskriptzeitpunkt nicht vorlag, richten sich die Dar- stellungen nach der physischen Erscheinungsform des Schalt- kreises. Das kommt dem schnellen Einsatz ohne gedankliches, »Umschlüsseln« entgegen. Bild 9 Kombinierte Span- nungsumsetzung SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 2 - Stromversorgung \   Integrierter Spannungswandler U 7660 D (Blatt 2)   2-10 8 7 5 5   Bild 15) 076600 Ucc 1234 ucci 2   Halbierender Eingangs- spannung Die Bilder werdendurch ihre 1Jnterschriz  mntiert. Bei der Kaskadenschaltung ist allerdings zu bedenken, daß Wir- kungsgrad und Strombelastbarkeit hei 10 solcher Stufeneine sinnvolle Obergrenze bilden. Die Kanalwiderstände der Schalt- kreise werdenbei dieser Anwendung inReihe geschiltet. Die Parallelschaltung hat die gleiche Wirkung, als wennohmsche Widerstände parallelgeschaltet werden, denndie Kanalwider- stände der MOS-Transistorenverhaltensich praktisch wie ohm- sche Widerstände. Gemäß Tabelle 1 geltenfür sie typische Werte von550. Bei mehr als 5,5 V Eingangsspannung kanneinKurzschluß zwi- schenAusgang und Eingangsspannung die Ausgangstransistoren zerstören. Ebenso ist der Schaltkreis ge%J't, ' noberhalb von6,5 V Eingangsspannung nicht vor dnA«sga g die bereits erwähnte Diode gelegt wird. Weitere Diodenwerdenbenötigt, wennnicht gemäß Hauptfunk- tiondie Eingangsspannung »umgedreht«, sondernwenndaraus eine höhere Ausgangsspannung werdensoll. Auch für diesen Fall sowie für die Kombinationmit der Erzeugung einer negati- venSpannung werdenindenBildernSchaltungengezeigt. Die »Verdoppler-«Schaltung liefert eine Ausgangsspannung von 1J - 2U1 - Uri - ' 12 = 2(U1 -(Je) bei gleichenDioden. Bei der Kombinationmit der zusätzlichen Erzeugung einer negativenSpannung ist zu bedenken, daß dabei die entstehendenSpannungengrößere Lastabhängigkeit haben als die »einfachen« Schaltungen. Für denschnellenAufbau solcher »Spannungsgeneratoren„ bie- tendie abschließend abgebildetenLeiterplattengute Vorausset- zungen(Bild I I bis Bild 14). Bild 15 schließlich ergänzt die I n- forniationenum die zu Tabelle 3 gehörende Meßschaltung. Nachtrag: I nzwischenwird für denerweitertenBereich von-25 bis 85 «C der Typ U 7660 DU angeboten, Dafür gilt R« = 900 bei 20 mA. R0 2500 bei 3 mA. Der Grundtyp heißt nun 11 7660 DC, im gesamtenTemperaturbereich gilt weiter für R0: 120 0 C-, 1300 G-Typ Bild 12 Literplatte zur Spannungavcrdopplung; a Lciterhild. b - stückungsplan .1- r   VDI k-1°3   @‚4 Diese VerengungunFee-brechen, wenn - 3 5 Bedingungenlaut test Bild 13 Leiterplatte zur kombiniertenSpunnungsumsetzuna: a -Leiter- bild. h -Bcstückungsplan Bild 14 Leiterplatte zum Halbiereneiner Spannung; a -Leiterbild, h -. Bestdckungsplan 1 cc +occ 51 vot   !UL [8 S2'   s3 7 06600   C2   da Laut Text 4 Diese Verengungenunten - [ 1 '2 2 brechenwennBedingungen  Bild ii Leilerplalte zur Grundschal- 10 tung (Modul, zum Einsetzenin  10/4  10» andere Leiterplattengeeignet);   1 a -Leiterbild. b -Bestückungs- -  plan  Bild 15 MelSschaltung Zu Tabelle) KA 25 Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch B1Y, BPeMeHHaXpery.nnpoeKa ycwTIeHssx BrncoKooMRoe coITpoTxsneHne BCH, abIcOKax cTeneah rnrrerpalurn BCKfl, BbIqMcjTsnenbHaa cxscTeMa KoJLaeKTnnuoro HonLansaHNA BCS, aHy'rpHcxeMHrnfI aMyJIsrrop BT, arnqndnnTeJn,Haa Texurmea BIA, uHIeoTene4ouhIhuiI annapaT BY, miemuee ycTpo1!cTHo BYC, BcnoMor-aTejn,Haa yrTpanJrnioasl BYC, BbrnpsiMnTeJTb YH"BePCMLI1bIä cTan4apTm,IfI B(1, rn,lnejTnTenh 4,pon-ra BxB, BXWI}IO({ ÖJIOK BxY, RXQ!IHOC ycTpoflcrEo BqIIM, BbIcoKo'faCToTHaR nMnynncnaM M01YM2WTH B'-IT.os'tnciinienna Bq BbxcoTco'{acTonxuJT CbHALTP BqM, ahIqMcJTHTenbubrft 51351K BbTBY, BMaoInoe yCTpOcTBO BBY, B1-opnqHo-3JTeKTpouHblf4 yMnoaurTeJlb BBS, sTopliMHail 3MHCC}{51 7JICKT1)0H08 r FA rTt6pH4tllax allTellHa FBB, 1-enepawix BXOIXHbIXTCCTOBaIXu034eftcTBrn FB3, rpynnonoe apeMT Sanaagbiaanflx FBH, reHepaTop HCMCHHMXrnrrepna.TTon [BM, rnasnax Bbl'IHcJIHTJ1bHa51 MamHila fB. reuepaTop O1,1C0K0fI I'B'-t. 1-IineparncoKan MacToTa Ffl, rpoMaoBom4Tenl, gamammqecKfl l'3, raizhaalloMeTp aepKain,m,ffi [3, reHepaTop 3ByK000h MA, rnöpunitax 3epxaJThHaH allTCHHa F3C, raJlboanoneTp 3epKan,rn,Isi cTaTap4ecKuik [II, reHepaTop uHnyJiacoB FHBM, reHepaTop HMoynbcon BSICOKOfi qacToTrn [MM, rn6pni;aa nHTerpam,Hax MnKpocxeMa [MMC. rn6pnnHaM nlnerpaJlbnasI MrncpocxeMa [MC, reHepaTop ndnbrTaTeJIrnIhIx CHT'HOJIOB [MC, rndpnaax nHTerpanbnax cxeMa rKnq, renepaTOP KoInposog4o-npoBepoHoft naCTMLI FKP. reHepaTop Ka4tpoBofs pa3nepTKrl FELL, renepaTop uaopMxcellnx unTaIlnst I'Hl, reHepaTop 11I13K0f! MacToThi FH'I, reHepaTop tlecyl4eft 1'O, reHepaTop OtlOpHOft PH, rpynnH0no]1 KoWrpOJrnep FI1, reuepaTop njlanHoro naanasoHa Ff11, reHepaTop oanooöpaaiioro nanpzxcemsn [PY, rpatj,nqecKoe perncTpalplonlsoe ycTpoilctao [PIL renepaTop paaaoneposrrmix w4'p [PI, renepaTop paanocTnblx naCTOT [CB, FprnmaqcKoe cpejnee upeMit [CM, renepaTop cTytlemlaTHoro Hanpaxemm [CH, renepaTop KP, renepaTop cTpoqnoh pa3BepTKH FC4, reHepaTop cyMMapm,tx fl, rellepaTop TeCTOB VFH, reuepaTop TaKTonhlx HMHyJIbcOB fl'-I, renepaTop TaKT0BMXqacroT FY, rjlaonoe yrlpaaueHue [3', rpyrtnoeoft ycHarnTeJIb FYH, renepaTop yHpawaaeMrnfl Itanpx)seHHeM [UII, reHepaTop HBCTHbIX P1, reTeponHHHbIfi qacToMep F, renepaTop qacToTrn F'-IMM, reHepaTop qacToTno-MoyJ1ssponaHnhsx UMHyJIaCOB 1111, rayccoacKlifl UJyM FLIEH, reHepaTop myMa HH3goracToTlIbIfi FIIIC, reHepaTop [nyM000ro dneKTpa [3B4, [ocytapcTBeHnrnsi nvaJloH npeaems 51 MacTOTET 1- 3, reHepaTop uMflyJTbcOB BTaJt0HII0 zeitabhängige Verstärkungsregelung hochohmiger Widerstand LSI, Großintegration (engl. large scale integration) gemeinsames Rechnersystem ICE, schaltungsinterner Emulator (engl. in-circuit emulator) Rechentechnik Videotelefongerät externe Funktionsgruppe ACS, Bulfssteuersystem (engL auxiliary control system) Universal-Standardgleichrichter Flankenabtrennung Eingangsschaltung Eingangsschaltung HF-Pulsmodulation Rechentechnik HP-Filter Maschinensprache Ausgangsschaltung 5EV, Sekundärelektronenvervielfacher 5 e kundärelektron enemission Hybridantenne Erzeugung von Eingangstestsignalen Gruppenverzögerungszeit Ze itintervallgenerator Hauptrechner (engl. master) HP-Generator SHF, Superhochfrequenz (engt. super high frequency) dynamischer Lautsprecher Drehspiegelgalvanometer Tongenerator l-Iybridspiegelantenne statisches Drehspiegelgalvanometer Impulsgenerator HF-Impulsgenerator integrierte Hybridschaltung integrierte Hybridschaltung Signalgenerator integrierte Hybridschaltung Meßsender, Prüffrequenzgenerator Bildablenkgenerator Speisespannungserzeugung NE-Generator Trägerfrequenzgenerator Referenzfrequenzgen erator CLC, Gruppensteuerung (engl. cluster control) stufenlos einstellbarer Generator 5 ägezahngenerator ICen nlinienschreiber Zufallsgenerator Di fferenzfreQuenzgen erator GM[, UT, WZ, Weltzeit (engl. Greenwich Mean Time, Univer- sal Time) Treppenspannungsgenerator Schachbrettgenerator Zeilenablenkgenerator Summenfrequenzgenerator Prüfgenerator Taktimpulsgenerator Taktfrequenzgenerator Hauptsteuerung Gruppenverstärker VCG, VCO, spannungsgesteuerter Generator (engl. voltage con- trolled generator, voltage coatrolled oscillator) Farbbalkengenerator Überlagerungsfrequenzmesser Frequenzgenerator FM-Impulsgenerator Gaays-Rauschen NF-Rauschgenerator Rauschspektrumgenerator Staatliches Zeit- und Frequenznormal Normalfrequenz-Impulsgenerator SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 3 - Verstärker NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 1) 1989 1 Blatt 3-1 Einleitung Leistungsverstärker für Anwendungen im Heim und im Portable- u betrieb werden gegenwärtig vorwiegend mit integrierten Schal-   oH tungen gebaut. Mit solchen Verstärkerschattkreisen lassen sich in Brückenschaltung 50 bis 60W, mit l-Iybridschaltungen bis 80W Ausgangsleistung erreichen. Höhere Ausgangsleistungen sind z. Z. nur mit diskreten Transistoren und Bauelementen möglich. 2.  Leistungsbetrachtungen us Bei eisenlosen Endstufen stehen Betriebsspannung, Ausgangslei- stung und Lastwiderstand bekanntlich in einem festen Verhält- nis zueinander. Da der Last- oder Lautsprecherwiderstand und die gewünschte maximale Ausgangsleistung meist bekannt sind, errechnet sich die erforderliche Betriebsspannung tJ für die eisenlose Endstufe aus U,I8PtR'r+2Uv;   (1) - Ausgangsleistung an RL plus Verlustleistung an Emitter- widerständen R.  l,l,,.1,l5 P0, Po - gewünschte Ausgangsleistung an - Lastwiderstand RL plus 1 Emitlerwiderstand R5 , Restspannung über einem Endtransistor oder einer Dar- llngton- Stufe bei Maximalaussteuerung mit J,.Uje nach Transistoranordnung und Spitzenstrom 2 bis 3V, Der Spitzenstrom durch den Lastwiderstand, der gleichzeitig dem Maximalstrom durch die Endtransistoren entspricht, errech- net sich nach 'CEnd   (2) 2 (R RE) Die maximale Verlustleistung tritt an den Endtransistoren nicht bei Vollaussteuerung, sondern bei einer Spannungsaussteuerung von etwa 64% auf. Die Verlustleistung P, für einen Endtransistor der Seriengegentaktschaltung (eisenlose Endstufe) erhält man mit genügender Genauigkeit aus der folgenden Beziehung, worin das 1. Glied der Gleichung den Ruhestrom 1,a durch die End- transistoren berücksichtigt: p .Us 'c5 UUL   U. V=   + 2n(RL+RE)  2(RL+ RE) '   (3) Fv - Verlustleistung eines Endtransistors oder einer Endtransi- storkombination, - effektive Sinus-Ausgangswechselspannung am Lastwider- stand. Wie schon weiter oben erwähnt, tritt die volle Verlustleistung bei 64% Spannungsaussteuerung auf. Diese 64% beziehen sich aber auf die volle Betriebsspannung und den Scheitelwert der Aus - gangswechselspannung. Die aufgenommene Gleichstromleistung P beträgt bei maxima- ler Ausgangsleistung '0 P. = Pvges am t+Po rnax .   (4) In der modernen Verstärkertechnik nimmt die Endstufe in Brük- kenschaltung einen immer größeren Raum ein. Deshalb wird auch diese Schaltung in die Berechnung einbezogen. Bild 1 zeigt das Funktionsprinzip des Brückenverstärkers. Die Last liegt im Brückenzweig zwischen den Endtransistoren VTI bis VT4. Da- bei kann sie an die Kollektoren oder an die Emitter der Endtran- sistoren geschaltet sein. Die beiden Transistoren einer Gegen- taktendstufe werden gleichphasig (Komplementärschaltung), die beiden Gegentaktendstufen gegenphasig zueinander angesteuert. Während der Halbwelle a sind also YF1 und VT4 leitend, wäh- rend VT2 und VT3 sperren. Dagegen leiten während Halbwelle b VT2 und VT3, wobei VT1 und VT4 nicht angesteuert werden. Bild 1 Funktionspeinzip des Brückenverstärkers Damit ergibt sich der eingezeichnete Stromfluß durch den Laut- sprecher in den beiden Halbperioden. Im Gegensatz zur einfa- chen Gegentaktendstufe liegt die Last fast an der vollen Betriebs- spannung, und man erreicht theoretisch die 4fache Ausgangslei- stung einer einfachen Gegentaktendstufe. Da sich jedoch auch der Laststrom verdoppelt, muß der Lastwiderstand in den mei- sten Fällen erhöht werden, so daß nur die doppelte Ausgangslei- stung erreichbar ist. Die Ausgangsleistung der Brtickenverstär- kerschaltung errechnet sich zu (U5 2Uv)' ‚ - OHC   2k,,  () — Restspannung über einem Endtransistor oder einer Dar- lington-Stufe bei Maximalaussteuerung mit .1«. Ist eine bestimmte Ausgangsleistung vorgegeben, kann man die erforderliche Betriebsspannung C i, nach der folgenden Gleichung ermitteln: Us -VPoar 2R -2L   (6) Wegen der maximal zulässigen Strombelastung der Endtransi- storen muß der Laststrom unbedingt kontrolliert und der Lastwi- derstand eventuell vergrößert werden. Der Spitzenwert des Last- stroms ergibt sich aus U,2Uv (7) R,, Beim Brückenverstärker verteilt sich die Gesamtverlust]eistung vgesams auf 4 Transistoren und je nach Ansteuerung eventuell noch auf Leistungsschaltkreise. Das ist sehr günstig, da es zu einer Parallelschaltung der Wärmewiderstände kommt und die entstehende Verlustleistung dadurch besser abgeführt werden kann. Die Verlustleistung eines Brückenverstärker-Einzeltransi- stors erhält man nach der folgenden Beziehung (Ruhestrom ver- nachlässigt): U, 'U,, U1L -   g Pvar   '/ 2XRL — 4RL ‚  ( ) U,, -. effektive Ausgangswechselspannung am Lastwiderstand 3.  Kühlvorrichtungen für Leistungsendstufen und ihre Probleme Die im Halbleiterbauelement bzw. Leistungsschaltkreis auftre- tende Verlustleistung 1', wird restlos in Wärme umgesetzt, die durch geeignete Kühlvorrichtungen möglichst schnell vom Bau- element zur Umgebung abgeführt werden muß. Da diese »Umge- bung« in den meisten Fällen die Umgebungsluft der Kühlkörper ist, muß für gute Luftzirkulation an ihnen und für eine geeignete Anordnung gesorgt werden. In den Datenblättem der Halbleiter- bauelemente wird die Totalverlustleistung Fan bei einer be- stimmten Gehäusetemperatur angegeben. Weil die maximale Sperrschichttemperatur, die etwa zwischen 150 bis 200°C liegt, nicht überschritten werden darf, müssen die Kühlvorrichtungen so ausgelegt sein, daß ein Temperaturgleichgewicht eingehalten wird. Die zulässige Verlustleistung eines Halbleiterbauelements rich- tet sich nach der maximalen Sperrschichttemperatur D, der Um- gebungstemperatur D und den inneren sowie äußeren Wärme- übergangswiderständen von der Wärmequelle (Chip) zum umgebenden Medium. Der Gesamtwärniewiderstand Rihis ist gleich der Summe der einzelnen Teilwärmewiderstände: Rtbja = R10 ±  + RflK;   (9) - Auch mit RLht, bezeichnet, Wärmewiderstand zwi- schen Sperrschicht und Gehäuse des flalbleiterbau- elements (wird vom Hersteller angegeben), - Wärmeübergangswidersland zwischen Halbleiterge- häuse und Kühlvorrichtung; er ist abhängig von der Berührungsflüche, der Oberflächenbeschaffenheit, vom Andruck zwischen Halbleiter und Kühlvorrich- tung. von Wärmeleitpasten sowie eventuellen Isolier- zwischenlagen, K - Wärmewiderstand der Kühlvorrichtung; bei industriell gefertigten Kühlprofilen wird der Wärmewiderstand in Abhängigkeit von der Profillänge und der Leistungs- belastung meist angegeben; durch Einfärben mit schwarzem Nitrolack oder durch Eloxieren (schwarz) läßt sich der Wärmewiderstand gegenüber einem un- bearbeiteten Kühlkörper auf etwa 80 bis 85% verrin- gern (Vergrößerung der Wärmeabstrahlung bei höhe- ren Temperaturen). Der Gesamtwärmewidertand thj, soll möglichst klein sein. Da der innere Wärmewiderstand Ro des Halbleiters festliegt, kann R5 5 3 nur durch den Übergangswiderstand zur Kühlvorrichtung, durch die Kühlvorrichtung und deren Anordnung sowie durch die Art der Kühlung beeinflußt werden (z. B. durch forcierte Luftkühlung mit Gebläse). Eine andere, günstige Möglichkeit, den Wärmewiderstand zu verkleinern, ist die Parallelschaltung mehrerer gleicher Lei- stungstransistoren. Der zulässige Gesamtwärmewiderstand er- rechnet sich nach folgender Beziehung: Rthia = » l Du   (10) PN , max — maximale Sperrschichttemperatur, - Umgebungstemperatur (häufig auf 50°C Geräteinnen- temperatur festgelegt), 1Vmax - abzuführende maximale Verlustleistung. Ist der zulässige Gesamtwärmewiderstand En ja errechnet, ermit- telt man den Wärmewiderstand Rth des Kühlkörpers nach: Rihtt = Rth la   (J  -4- R,oai).   (11) Zum besseren Verständnis ein Beispiel: Eine 100-W-Endstufe soll mit den 125-W-Drzrhngton-Trans is toren KT 827 A und KT 825 G (T0-3-Metallgehäus e) aus der UdSSR aufgebaut wer- den. Diese haben einen Wärmewiderstand von 1,4 K/W- Sie sol- len isoliert auf ein gemeinsames Kühlprofil montiert werden. Die Umgebungstemperatur 05' wird mit 50°C und der Wärme- übergangswiderstand der beiderseits mit Wärmeleitpaste bestri- chenen, 0,05 mm dicken Glirnmerzwischenlage mit 0,6 K/W an- genommen. Die zulässige Sperrschichttemperatur d beträgt beim KT 827 zwar 200 °C; da der KT 825 aber nur 150°C zuläßt, wird mit diesem Wert gerechnet. Die ermittelte Verlustleistung vmax sei 28,46W, damit ist = 2L46 W 150K —50K = 3,51 K/W (je Leistungstransistor) und der Wärmewiderstand des Kühlkörpers bei isolierter Mon- tage RLhK = Rihla -. (Rxho + Rtho,'[J = 3,51 K/W —(1,4 K/W ± 0,6 K/W) = 1,51 K/W. Das ergibt nach [1] ein 90 min langes Kühlprofil 03842, TGL 2615 1(Profil III). In Bild 2 ist der annähernde Wärmewiderstand eines geschwärz- ten Profils ( 03842) in Abhängigkeit von der Profillänge zu se- Rtp,J k KIW 251 0,5   Pv°25W im ZeIram des Cihtkörpem ,Co   200 Prol, lange ‚eI mm Bild 2 Wäripewiderstand eines geschwärzten Kühlprofils, ähnlich 03842, in Abhängigkeit von der Prorillänge (statt Rih,k ist R15 zu schreiben) hen. Wie man daraus ersehen kann, fällt der Wärmewiderstand mit größerer Profillänge nur noch geringfügig. Anders dagegen, wenn 2 Transistorpn auf einem längeren Kühlprofil angebracht werden. Bei Montage dieser Transistoren in der Mitte eines je- weils »gedachten« Einzelkühlprofils kann etwa mit einer Parallel- schaltung der Wärmewiderstände beider Kühlprofilhälften ge- rechnet werden. Voraussetzung ist allerdings eine geeignete Montage, d. h., man kann in diesem Fall das Kühlprofil nicht senkrecht anordnen, da der untere Transistor den oberen zusätz- lich aufheizen würde. Aus diesem Grund wurde das Profil ge- schwärzt. Dadurch wird der Wärmewiderstand 1,5 1K/W bereits bei einer Länge von 50 mm erreicht. Rechnet man für waage- rechte Gebrauchslage eine Wärmewiderstandserhöhung von 20%, so ist für 2Transistoren eine Kühlprofillänge von 150 mm Länge erforderlich. Mit einem geringen Sicherheitszuschlag wird deshalb für den 100-W-Darlington-Vers tärk erein Kühlkörperpro- fit 03842, 170 mm lang, gewählt. (Da jedoch zur Montage der Leiterplatte Kühlrippen entfernt werden mußten, wurde das nächs tgrößereProfit 0385 0 einges etzt.) Wie sieht es nun bei einem Brückenverstärker aus? In diesem Fall verteilt sich die Gesamtverlustleistung auf 4 Endtransistoren und eventuelle Leistungstreibertransisloren oder -schaltkreise. Die Beschaffung von Kühlkörpern oder Kühlprofilen ist eines der größten Probleme für Hobby-Elektroniker. Im Handel sind sie nur in Ausnahmefällen zu bekommen. Manchmal besteht die Möglichkeit, Einzelkühlkörper KlO bis K5 0 zu erhalten. Diese Kühlkörper mit Wärmewiderständen von etwa 5 K/W bis 1,5 K/W können durchaus zur Kühlung von Plasttransistoren verwendet werden. Andernfalls bleibt dem Amateur nur noch die Möglichkeit, die Profile aus Einzelblechen zu biegen und zu- sammenzusetzen, obwohl sich die niedrigen Wärmewiderstände der Strangkühlkörper auf diese Weise nicht erreichen lassen. Im Zweifelsfall ermittelt man die Kristalltemperatur des Transistors. Dazu wird die Gehäusetemperatur, möglichst an der Grund- platte des Halbleiters, gemessen. Die Spenschichttemperatur er- rechnet sich dann aus der Belastung und bei bekanntem Wärme- widerstand nach folgender Beziehung: t9peI0o +Pv Rrho ; (12) On - Gehäusetemperatur. Die Sperrschichttemperatur kann jedoch auch auf andere Weise mit genügender Genauigkeit ermittelt werden. Man mißt die, Basis-Emitter-Spannung des Leistungstransistors bei Verstärkerleerlauf kurz nach Einschalten des Geräts. Danach wird der Verstärker 10 bis 15 min mit Sinusnennlast beauf- schlagt und nach Abschalten des Prüfgenerators die U5 5-Span- nung erneut gemessen. Diese ist jetzt viel niedriger. Die ermit- telte Spannungsdifferenz ergibt eine annähernde Aussage über die Sperrschichttemperatur, da die U5 5-Spannung bei Erwär- mung um etwa 2 mV/K absinkt. Vorausgesetzt wird allerdings, daß bei beiden Messungen der in die Basis fließende Ruhestrom gleich ist. Eine andere Möglichkeit, mit kleineren Kühlprofilen oder gar mit Kühlblechen auszukommen, besteht darin, die Kühlkörper- SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 3 -Verstärker \z~Z NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 2) 3-2 Tabelle 2  Gren:- und Kennwerte einiger Silizium-NF-Leivzungseransistoren (Auswahl) Typ Technologie, Herstel- J',, L(,, h,.,. tJrF, bei 8 1 s R, Gehäuse Aufbau 1er, Land bei (LJ) (k  ‚‚) (h21 Ii) (i) (R,,.) 25'C Jc ! mW in V in in inA mnA inMHz in 'C in K/W SD 335, 337, mm DDR 12,5 45. 60, 80 1,5 0,2 0,5 0,05 40 bis 250 125 150 10 10-116 339 Ur, A, 8. C (SOT-32) SD 336, 338. pnp DDR 12,5 45.60,80 1.5 (2) 0,28 0,5 0,05 40 bis 250 210 150 10 10-126 340 Ui. A, 8, C (110) (501-32) 51) 345. 347, npn DDR 20 45, 60, 80 3(6) 0, 25 2 0,2 40 bis 125 110 150 6,25 (501-32) 349 ‚ (100) 51)  40. 348, pnp DDR 20 45,60,80 3(6) 0.3 2 0.2 40 bis 90 120 150 6,25 (SOT-32) (100) 439, npn UVR 36 45, 60 80 4 0,6 2 0,2 15 bis 40 >3 150 3,5 (SOT-32) 441 lID 438, 440, pnp UVR 36 45, 60, 80 4 0,8 2 0,2 15 bis 40 >3 150 3,5 S0T-32) 442 - KT 819A. 18, npn UdSSR 60 (40, 50, 70, 10 (15) 0,45 5 0,5 70 bis 80 3 bis 15 150 2 (70) 10-220 W,G 100) KU 8I9AM, npn UdSSR 100 (40, 50. 70, 15 120) 0,85 10 1 35 bis 40 3 bis 15 150 1,25 (40) 10-3 BM, WM, 90) (im KT RISA, 8, pnp UdSSR 60 (40, 5 0, 70, 10(15) 0,7 5 0.5 20 bis 45 3 bis 15 150 2170) 10-220 7TQ .100) KT 818AM, Pols UdSSR 100 (40. 50, 70, t5 (20) 1,1 10 1 15 bis 30 3 bis 15 150 1,25 (40) 10-3 BM. WM, 90) UM KT 829Q W, Darlington UdSSR 60 45 , 60. 80, 8(12) 2 3,5 0.014 >750 >4 150 2 (75) TO-220 E,A npn 100 1(1 8530, W, Darlington UdSSR 60 45, 60. 80, 8(12) 2 3 0,022 >750 >3 150 2 (75) 10-220 B,A pnp 100 1(1 366, Darlington TESLA 60 60. 80, 100 8 (12) 2 3 0,012 >750 7 155 2,1 10-3 366A, 36611 pop (60 kHz) KT 367, Darlington TESLA 60 60, 80, 100 8 (12) 2 3 0,032 >750 7 155 2,1 T0-3 367A, 36711 npn (60 kHz) KT 605, 606, npn TESLA 70 (50, 70, 90) 10 (14) 2 10 1 >10 >2 155 1,5 T0-3 607 KT 615, 616, pnp TESLA 70 (50, 70, 90) 10(14) 2 10 1 >10 >2 155 3,5 T0-3 617 ED 805, 807, npn UVR 90 (45, 60, 80) 10 1.1 4 ->15 >3,5 150 1,4 T0'220 809 RD 806, 808, pnp UVR 90 (45, 60, 80) 10 1.1 4 ->15 >1,5 150 1,4 10-220 810 ED 907. 909, npn ATES 90 60, 10, 100 15 <3 10 2,5 >5 >3 150 1,4 T0«220 911 81)908,910, POl) ATES 90 60, 80, 100 15 <3 10 2,5 >5 >3 150 1,4 T0-220 912 BDT 91, 93, npn Valvo 90 60, 80, 100 10 (20) <3 10 3,3 >5 >4 150 1,4(70) 10-220 95 BDT 92. 94, pnp Valvo 90 60, 80, 100 k0 (20) <3 10 3,3 >5 >4 150 1,4(7&) 10-220 96 BDT 62. 62A, Darlington Valvo 90 60, 80, 100 10(15) <2,5 8 0,08 >3000 (100 kHz) 150 1,4(70) T0-220 628 pop BDT 61 63A, Darlington Valvo 90 60, 80. 100 10(15) <2,5 8 0,08 >2000 (50 Wz) 150 1,4 (70) 10-220 63B npn KD 3055 npn TESLA 117 60(70) 15 <5 10 3,3 >5 >1 200 1,5 10-3 2N 3055, npn UVR 117 60(90) 15 1,1 4 >20 >0,8 200 1,5 T0'3 3055H KT 825E, 0, Darlington UdSSR 125 (30, 60, 90) 20(30) 1,9 10 0,02 750 >4 150 1,0 T0-3 G pop bis 1 500 KT 827W, 8, Darlington UdSSR 125 60, 80, 100 20(40) 1,7 10 0,04 750 >4 200 1,4 T0'3 A npn bis 18000 BDT 64, 64A, Darlington Valvo 125 60, 80, 100 12 (20) <3 10 0,1 >1000 (100 kHz) 150 1,0 T0-220 64B pnp BDT 65, 65A, Darlington Valvo 125 60, 80, 100 12(20) <3 10 0,1 >3000 (70 kHz) 150 1,0 ‚10-220 6511 OpIl EID 501, 502, npn TESLA 150 (50, 70, 90) 20(30) <0,75 10 1 >20 >2 155 0,866 T0'3 503 EID 3772. npn TESLA 150 60,140 20, 16, <3,4 10 1 >15 >1, >2 200 1,17 T0-3 3773 (30) 80V 66A. Darlington Valvo 200 80,100, 120 16 (20) <2 10 0,04 >1000 (60 kHz) 150 0,625 SOT'93 66B. 66C pnp 80V 67A, Darlington Valvo 200 80, 100, 120 16(20) <2 10 0,04 >1000 (60 kHz) 350 0,625 501-93 67B, 67C npn temperatur zu überwachen und bei Erreichen eines bestimmten Grenzwerts den Verstärker abzuschalten. Das ist möglich, weil sich die errechnete Maximalverlustleistung immer auf Sinusaus- steuerung bezieht. Bei Aussteuerung des Verstärkers mit Musik oder Sprache treten nur etwa 30 bis 50% der errechneten Maxi- malleistung auf. Für einen Temperatursensor, am besten einen Kaltleiter entsprechender Sprungtemperatur, der in der Nähe des zu überwachenden Leistungstransistors angebracht wird, muß aber die zu überwachende Grenztemperatur am Kühlprofil be- kannt sein. Geht man von der maximal zulässigen Sperrschicht- temperatur aus, so errechnet sich die Temperatur 8K am Kühl- profil nach folgender Beziehung. 0, -(Pv,,,ag R,ho + RIh (11K).   (13) Durch die Temperaturschutzschaltung kann entweder das NF-Si- gnal am Verstärkereingang abgercgelt werden, wie in [2] angege- ben, oder es wird der Eingang der Endtransistoren kurzgeschlos- sen. Im letzteren Fall ist es günstig, wenn die Temperaturschutz- schaltung Sch>nitt-Trigger-Verhalten zeigt. Größere Ausgangsleistungen zwischen 130 bis 200W können beim derzeitigen Leistungstransistorangebot nur auf diese Weise oder durch Parallelschalten gleicher Einzeltransistoren erreicht werden. Das ist schon durch die relativ großen inneren Wärme- widerstände der Transistoren bedingt, die zwischen 0,9 K/W (KD 5 03) bis 1,5 K/W (KD 607, KD 617) liegen. 4.  NF-Leistungstransistoren für Hochleistungsendstufen Der wirtschaftlichste und zuverlässigste NF-Leistungstransistor ist immer noch der bipolare Siliziumtransistor in Epitaxial-Ba- sis-Technologie, kurz Epibasis-Transistor genannt. Diese Transi- storen werden in den Gehäuseausführungen T0-3 (Metall), K 602 (Metall), T0-126 (Plast), TO-220 (Plast) und SOT-93 (Plast) hergestellt. In dieser Technologie gibt es npn- und pnp- Transistoren als Komplementärpaare. Die Spannungsfestigkeit liegt im Bereich von 40 bis 120V, die maximalen Kollektor- ströme variieren zwischen 3 bis 20 A. Sie haben eine mittlere j1 - Grenzfrequenz von 2 bis 15 MHz und sind robust gegen 2. Durchbruch- Da die Stromverstärkung B eines Leistungstransi- storsbei großen Strömen sehr gering ist und für Verstärkerschal- lungen deshalb sowieso Darlington-Kombinationen eingesetzt werden, sind während der vergangenen Jahre zunehmend Da,- lington-Vollkomplementärtransistorpaare mit Stromverstärkungs- faktoren von 1000- bis 3 000fach entwickelt worden. Einen Fortschritt, auch auf dem Gebiet der NF-Technik, brachte die Entwicklung der Leistungs-MOSFET-Transistoren. Diese Bauelemente, die international nach unterschiedlichen Techno- logien, in mehreren Spannungs- und Leistungsklassen, herge- stellt werden, bleiben aus Beschaffungsgründen vorerst in dieser Schaltungssammlung noch unberücksichtigt. Bei der Auswahl von Endtransistoren für Leistungsverstärker geht man von der maximal auftretenden Kollektor-Emitter- Spannung, dem Kollektorspitzenstrom und der maximalen Ver- lustleistung PVma, in der vorgesehenen Schaltung aus. Dabei ist es für Hodhleistungsendstufen günstig, einen Transistor mit möglichst niedrigem inneren Wärmewiderstand und einer ent- sprechend großen Totalverlustleistung zur Verfügung zu haben. Soll z. B. eine Schaltung mit P0 > 150W aufgebaut werden, und es ist ein pnp-Daüington-Transistor mit P'«> 100W dafür erfor- derlich, sollte man an Stelle des KT 825 0 mit = 125W, Ri ho 1,4 K/W, den Transistor KD 5 03 mit 150W, Rao 0,866 K/W mit einem SD 35 0 zu einer Komplementär-Dadington-Stufe zusammenschalten. Bei Leistungstransistoren sollte der maximal zulässige Kollektor- strom nur zu etwa 60 bis 70% ausgenutzt werden. Das bewirkt einen niedrigen Verstärkerklirrgrad und geringere Kollektor- Emitter-Restspannung. (im letzten Drittel des Kollektorstrombe- reichs sinkt die Stromverstärkung stark ab, während die (J5-Sät- tigungsspannung sehr schnell zunimmt.) Für die Auswahl der Transistoren sind die Grenzwerte wichtig, die auf keinen Fall überschritten werden dürfen. Liegt ein SOAR-Diagramm vor, so ist für NE-Anwendungen immer der DC-Bereich (Gleichstrombetrieb, Bereich 1) einzuhalten. Müs- sen zur Leistungserhöhung oder zum Verkleinern des Wärmewi- derstands Transistoren parallelgeschaltet werden, so sind zur gleichmäßigen Stromverteilung gleichgroße Widerstände in die Emitterleitungen zu schalten, an denen bei Maximalstrom etwa 0,6.. .0,7V Spannung abfallen. In Tabelle 1 sind einige Siliziumleistungstransistoren für NF- Treiber- und Endstufen zusammengestellt. Dabei wurden Typen, die sich nur durch die U-Spannung unterscheiden, in einer Zeile aufgeführt. Die Auswahl geht von 12,5- bis zu 200-W-Ty- pen. Die Angabe des Wärmewiderstands Rth j , bezjeht sich auf Montage in freier Luft, ohne Kühlvorrichtung. 5.  Symmetrische Darlfngron-Endstufe Warum sind eigentlich Transistorverstärker so schlecht? So lau- tete die Fragestellung in einem Fachzeitschriftartikel der 70er Jahre (31. Schon damals erkannte man, daß nicht der Klirrgrad das »Maß aller Dinge« für NE-Verstärker ist, sondern daß trotz extrem geringer Klirrgrade andere Ursachen zu einer nicht na- turgetreuen Verstärkung führten. Man erkannte, daß, entgegen der landesüblichen Meinung, der Hörbereich gehe ja sowieso bloß bis 20 kHz -warum also den Verstärker breitbandiger aus- legen? -‚ infolge der starken Über-alles-Gegenkopplung moder- ner Transistorverstärker eine steile Impulsflanke am Verstärker- eingang über einen zu schmalbandigen, sprich »zu langsamen« Verstärker eine kurzzeitige, hörbare Ausgangsübersteuerung her- vorruft. Das resultiert daraus, daß die Gegenkopplung die Ver- stärkung nicht schnell genug abregeln kann. Aus diesem Grund müssen hochwertige Endstufen ein großes Verstärkungs-Band- breite-Produkt und eine möglichst große Anstiegsgeschwindig- keit (Slew-Rate) haben. Dieser Begriff gibt die Impulsanstiegsge- schwindigkeit am Eingang an, die ein Verstärker noch unverzerrt verarbeiten kann. Nach den genannten Gesichtspunkten wurde auch die )>symme- trische Darlingeon-Endstufe« entwickelt, die eigentlich ein hoch- wertiger Breitbahdleistungsverstärker ist (s. Bild 3). Sie wurde nach dem Prinzip der »parallelen Symmetrie« aufgebaut und hat für die positive und negative Halbwelle der Signalspannung einen eigenen Verstärkungskanal. Bei dieser Schaltung treten nur sehr geringe Klirranteile. bezüglich geradzahliger harmoni- scher Oberwellen auf. Ajßerdem entsteht beim Ein- und Aus- schalten der Versorgungsspannung kein Potentialsprung am Aus- gang. Der Lastwiderstand liegt an den Kollektoren der Endtransistoren. Dadurch ist die Ausgangsspannung am Lastwi- derstand von der Phasenlage des Ausgangsstroms unabhängig, und es treten bei komplexer Ausgangsbelastung keine zusätzli- chen Phasenverschiebungen an den Übertragungsgrenzen auf [41 Die Endstufe hat einen invertierenden und einen nichtinvertie- renden Eingang, so daß aus 2 Endstufen ein Brückenverstärker doppelter Leistung aufgebaut werden kann (200W Sinus an 80). Mit entsprechenden Leistungs-Dar/ingson-Transistoren ( 150W, I ~20 A, R15 0 < 1 K/W) und Kühlprofilen läßt sich auch mit einem Endstufenmodul eine Ausgangsleistung von 200W Sinus an einem 2-0-Lastwiderstand erreichen. Der Aus- gang ist lastkurzschlußfest. Das NF-Eingangssignal wird über C l an einen Eingang des Ge- gentaktdifferenzverstärkers (VT1, VT5, VT2, VT6) geführt. Be- trachtet man die gesamte Endstufe als Leistungsoperationsver- stärker, so ist an Cl der nichtinvertierende und an C2 der invertierende Eingang. Durch die Emitterwiderstände R5 , R6, R8, R9 wird zwar die innere Verstärkung des Differenzverstär- kers herabgesetzt, andererseits aber der Eingangswiderstand er- höht und die Verstärkung linearisiert. Bei den üblichen Diffe- renzverstärkerstufen ergeben sich bei Großsignalbetrieb und Impulsansteuerung unterschiedlich steile Anstiegs- und Abfall- flanken. Das ist durch die unterschiedliche Lade- und Entlade- zeit der Transistorbasiszonen bedingt. Beim Gegentaktdifferenz- verstärker nimmt jeweils in einer Hälfte der Schaltung bei positiven und auch bei negativen Flanken der Strom zu; in der anderen Hälfte nimmt der Strom ab. Da die Schaltung symme- trisch und linearisiert ist, sind auch Anstiegs- und Abfallzeiten der Impulse gleich lang. Somit ist der Gegentaktdifferenzverstär ker ideal als Breitbaijdgroßsignalverstärker geeignet. Die Transi- storen VT3, VT4 entkoppeln den Differenzverstärker von der eigentlichen Endstufe und sind Teil einer Komplementärschal- tung mit den Treibertransistoren VT9, VT12. Eine Stromgegen- kopplung in den Emitterleitungen dieser Transistoren (R7, Rio) bewirkt hohen Eingangswiderstand und dementsprechend ge- ringe Belastung des Differenzverstärkers. SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung  1989 Blatt Kapitel 3 - Verstärker \v 3.3 NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 3) Die Treibertransistoren VT9 und VTI2 bilden aber auch eine Komplementärschaltung mit dem jeweiligen Darlington-Endstu- - VT 5 fentransistor (VT15, VT16). Diese Transistorkombinationen kön- nen auch aus geeigneten Einzeltransistoren zusammengesetzt VT9  1 werden, was die Beschaffung oft erleichtert. Der Ruhestrom wird in bekannter Weise über den Spannungsabfall arii Steiler R24 ph  ice  L ----- und den als Dioden geschalteten Transistoren VT7, VT8 einge- stellt, die thermisch mit den Treibertransistoren VT9, VTI2 zu koppeln sind (mit Epasol EP11an VT9, VTI2 kleben). Für die P36  VD3 '7  P39  P31 Ruhestromeinstellung wird in dieser Schaltung nur die UBE- 470  -  0,25  150 Spannung für "7T9, VT12 benötigt. Das Ausgangs-Nullpotential vos kann mit dem Steiler R16 eingestellt werden. Das Gegenkopp' Voll  C15 lungsglied .R20/R19 legt die Spannungsverstärkung der Endstufe auf 26,5 dB fest. CIC und R19 bestimmen die untere Grenzfre- loqis  VTt  P29 quenz, während die obere Frequenzgrenze und die Schwing- 220 sicherheit von den Kondensatoren C 3 bis C 7, C13, C14 abhängig P27  470 ist. Die Stabilisierungsstrecken Ril, VD1, C S und R14, VD2, C9 erzeugen stabile Bezugsspannungen für die als Stromquellen loK  4 wirkenden Widerstände R12 und R 1 in den Emitterleitungen der Differenzstufen. Am Verstärkerausgang liegt das bekannte VD7 Boucherot-Glied (Cli, R21). Die Bauelemente zwischen den Leistungsdarlingtontransistoren gehören zur Überstrom-Schutz- Bild 4  Positiver Zweig von Überstrom' und Kurzsclslußsicherung der schaltung, deren Einsatzpunkt von der Größe des Ausgangswech- symmetrischen Darüngton-Endstufe selstroms und des Lastwiderstands bestimmt wird. Im Bild 4 wird zum besseren Verständnis der positive Schutzschaltungszweig dargestellt. Emitterwiderstand R39 und Lastwiderstand .RL tfl- Siliziumdiode niedrigen Durchlaßspannung als Gleichrichter den einen Zweig einer Brückenschaltung. Der 2. Brückenzweig eingesetzt.) Durch die Brückenverstimmung und die größere wird durch R34, den als Diode geschalteten Germaniumtransi- Spannung an C16 leitet VT10 und begrenzt über VT3 die Ein- stor VTI3, R35 und VD7 realisiert. Die Basis-Emitter-Strecke gangswechselspannung des VT9 so, daß der Emitterspitzenstrom des Transistors VT10 liegt in der Brückendiagonale. Die Brücke des VTI5 schon bei gegenüber dem Normalfall kleineren Werten ist so abgeglichen, daß im Normalbetrieb und bei R[  40 der begrenzt wird. Bei Anschluß von Lautsprecherkombinationen Transistor VTIO sperrt. Wird RL kleiner, so kommt die Brücke kann es durch deren Filterschaltungen zu einem vorzeitigen hin- aus dem Gleichgewicht. Durch den steigenden Emitterstrom satz der Kollektorstrombegrenzung kommen. Deshalb muß die wird der Spannungsabfall über R 3 9 immer größer. Der Konden- elektronische Sicherung verzögert ansprechen. Der Kondensa- sator C16 lädt sich über die Diodenschaltung VT13 auf. (per tor CI6 und der Widerstand .R34 bilden ein Verzögerungsglied Germaniumtransistor wurde nur wegen seiner gegenüber einer mit einer Zeitkonstante von 47 ms. Die Ansprechzeit der Begren- Bild 3 Symmetrische Dar- Si 1 üngton-Endstufe Pl  P7  RIl  Cl? 1  Cl?? 1 1,8K  180  1.8K  VOl  47I 0.l 2,54 1 P25  C1ß1  C18.2 Y13  SZX 19/12  140V1 SlO VT 15 C4 560p  SF8190 C8 1   P12   100»  CIh ft.6 VT7   VT   rIington __   VD9A ________ C5 1  T 16V  SBOp sc23aE__SF8290   345 I2 VT1   K _______ VDI SF8290  1 SAV17  V05  5AY17  P33 VT2   - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 'N _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _  100 _ _ _ _ _ _  ' R31 ____  __________   150 SF829 'Cl P27 470  VT13  AC 151   R34 470 P8  P15 R22 J   P35 10K  7   0,24 tßbp P5 100  1  3,3!< _p—   (4W) Cl  l A u   pi6111 iOOp'T  UR29   SAY73  Laut- P7 100  22K{ftR1K  P2 0 47K 10V  1  220   sprt'a'- V08 54V?) - Eingang- P26  Viii  C17 p   P36 lOK fSC lOSE  l! I VI 1L VT2   P17  ClO   T [1120K 671< SF819  100  1D M  ei» Ruhe   lOO»T   ? 1   P40 strom 0  VT6  P1   R r P231 0,74 SF819  72K  10 Un to   jAC151R32 150  U4w 1 c7 loOp  VT6 VDS  S,AVI7 VTI?   100 (SF819 SC3080j_ C3 560p VT4  P13  C9  C14 1 100)1/16V  550pI D 54(17  NPN- '-11 4   Leistung- SF8290 1 r Dorlington C19 1  2  P2647!,   Lvo 104 ..ciY P4  RIO P14  V02  C151  C15 2 P   o'/'19   {   SV345/2 C2   1 M   P2  47!< 1,8K  180  18K  523<1 9/12  47,..  T  0,1,., °H F—cni  140v 1 510  40V   s12 . »5i Brücken - Eingang 2,54 r-16 --; - wil ema 4 zungsschattung beträgt bei niedrigen Frequenzen etwa 20 ms. Die bei Musikaussteuerung kurzzeitig auftretenden kritiscjien Frequenzen rühren dabei nicht zum Ansprechen der Schutz- schaltung. Voraussetzung ist jedoch, daß die elektronische Si- cherung bei Überstrom sofort anspricht, damit während der Ver- zögerungszeit der Kollektorstrom nicht beliebig ansteigen kann. Der Sdom wird über den Spannungsteiler R31, R29 und die Diode VD5 begrenzt. Die Strombegrenzung wirkt unmittelbar auf den Transistor VT10, der bei entsprechendem Überstrom li- tend wird und über VD3 das Basispotential von VT9 herabsetzt. Als zusätzlicher Kurzschlußschutz sind in der positiven und ne- gativen Betriebsspannungszurührung je ein flinker Schmelzein- satz angeordnet. Durch getrennte Leiterzüge können die Be- triebsspannungen des GegentaktditTerenzverstärkers getrennt stabilisiert werden (t tJ 5 1). Dadurch erreicht man ein größeres Nutzspannungs/Störspannungs-Verhältnis und benötigt nicht so große Siebkondensatoren. Ist eine getrennte Speisung nicht er- forderlich, so werden diese Leitungen mit ± U, verbunden. Noch einige Bemerkungen zur Umdimensionierung der elektronischen Sicherung hei Veränderung von Lastwiderstand oder Ausgangs- leistung (s. Bild 4). Ein Emitterwiderstand (z. B. R39) und R1 bil- den jeweils einen Brückenzweig dieser Sicherung. Wird dieses Widerstandsverhältnis durch Verkleinern von RL oder den Emit- terwiderstand verändert, so muß auch der 2. Brücken- zweig R34/R35 im gleichen Verhältnis geändert werden. Bei Umdimensionierung auf größere Ausgangsleistung muß auch der Ansprechpunkt der Uberstromauslösung mit dem Span- nungsteiler R31'829 vergrößert werden. Diese Hinweise gelten sinngemäß für die Sicherungsschaltung im negativen Ausgangs. kanal. Bei der praktischen Realisierung der Schaltung müssen die un- terschiedlichsten Gesichtspunkte beachtet werden. Große Aus- gangsströme bis 10 A bedingen sehr breite Leiterzüge von Be- triebsspannungszuführung und Lautsprecherausgang. Darüber hinaus war aber auch eine Maximalbreite der Leiterplatte von 57 mm vorgegeben. Außerdem war zu berücksichtigen, daß über die Masseleitung keine Verkopplung mit dem Eingangsdifferenz- Verstärker eintreten darf. Ein weiteres Problem sind die Lei- stungstransistoren. Geeignete Darlington-Komptementärtypen stehen dem Amateur selten zur Verfügung. Es mußte also eine Konzeption gefunden werden, die gestattet, entweder Transisto- ren im 1V-3-Gehäus e oder im Kunststoffgehäuse TO 220 bzw. SOT 93 zu verwenden. Außerdem muß es möglich sein, die ent- sprechenden Lcistungs-Darlington-Kombinationen diskret aus je 2 Leistungstransistoren und entsprechenden Widerständen auf- zubauen. Auch die zur Verfügung stehenden Kühlprofite eignen sich wenig zum Aufbau von Endstufenmodulen. Da der Frei- raum zwischen den KiihlFippen zu gering ist, müssen je nach Profiltyp (03842, 0385 0 TGL 26 15 1) 2 oder 3 Rippen auf einer Seite entfernt und die Grundfläche glattgefräst werden. Aus die- sen Erwägungen entstand schließlich eine Leiterplatte für va- riable Endtransistorenbestückung und Anordnung zwischen den Kühlrippen des Protilkühlkörpers mit Ausgangsleistungen von 60 bis 200W Sinus, je nach eingesetzten Endtransistoren und Kühlprofilen. Bild 6 zeigt das Leiterbild, in Bild 5 ist die Bauele- mentebestückung zu sehen. Die Endtransistoren werden entwe- der an der Lötseite eingelötet und mit der Kühlfläche isoliert an den Kühlkörper angedrückt (TO 220.SOT 93) oder isoliert an den Kühlkörper angebracht und über Schaltlitze mit den Leiter- zügen verbunden (TO-3). Stehen keine Leistungs-Darllngton-Transistoren zur Verfügung, können diese aus Paarungen von Einzeltransistoren zusammen- ges tellt werden, z.8.: 8/3 35 0/KT 818C i, 5 1) 349/KT 819 G. Mit diesen Kombinationen ist eine Ausgangsleistung bis 60W Sinus erreichbar. Es lassen sich aber auch die TESLA-Typen KD 607, KD 617 als Endtransistoren verwenden (in Verbindung mit SD 349, SD 35 0). Mit den letzteren Paarungen können 100 er- reicht werden. Die Widerstände R25A, R26A und die Schutz- dioden VD9A. VD10A (SY 345 /2) sind als Ersatz für die bei Dar- /ington-Transistoren integrierten Widerstände und Dioden Bild 5 Leiterbild der symmetrischen Darlioglon-Endstufe VTZ 5 tq xzr ILL!J h-_-SJ   —iLLF   /to 8  • (i;':;l rC ÖlT7 0 VTJ (M \ £0   ifa  Y713 E)   rrn. 70 C 8 cl 0 —lJ--   na—  (o vr2 ik t VTSI ) is 1 ZW0 Bild 6 Bauclementebesttickung der symmetrischen Dar/ington-Endstufe SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 3 - Verstärker \  NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 4)   3-4 einzusetzen. Dabei ist es günstig, den Basiswiderstand des jewei- ligen Ausgangstransistors (R25A, R26A) so niedrig auszulegen, daß dieser Transistor ohne Ansteuerung nicht leitet und der Ru- hestrom voll vom jeweiligen 1. Verbundtransistor übernommen wird. Das entspricht bei 100 nii' Ruhestrom einem Basiswider- stand von 3,90 (UHF <0,4V). Erst hei einem Strom von 130 bis 150 mA wird der Endtransistt leitend und übernimmt den Laststrom. Man erreicht auf diese einfache Weise eine größere Ruhestromstabilität. da nur der U-Temperaturgang von 2 Tran- sistoren durch VT7, VTS kompensiert werden muß. Außerdem erhält man ein besseres Impulsverhalten der Endstufen (Ausräu- men der Basiszone) und vor allem eine Leistungsaufteilung, da der 1. Verbundtransistor etwa den STeil der maximalen Verlust- leistung eines entsprechenden Leis tungs -Dw-lingtons auf- nimmt. Die Leistungstransistoren muß man auf dem Kühlprofil sorgfäl- tig montieren (Isulierzwischenlage, beiderseits Wiirmeleitpaste. guter Wärmekontakt durch allseitigen Andruck). Nach der Mon- tage ist die Isolation der Transistoren und eventueller Sensoren gegen den Kühlkörper zu prüfen. Funktionell wird der Kühlkör- per mit Masse verbunden. Zur Einstellung und Erstinbetriebnahme sind noch folgende Hinweise zu beachten: - Schutzwiderstände 330/15W in beide Versorgungsleitungen schallen; - Strommesser (bis 6 A ) in die i- U,-Leitung schallen; - Einstellwiderstand R16 etwa in Mittelstellung, R24 auf Kleinstwert voreinstellen; - Spannungsmesser zwischen Ausgang und Masse schalten; - NF-Eingang gegen Eingangsmasse kurzschließen: - Betriehsspannungen einschalten, dabei Strommesser beobach- ten (Strom muß <0,1 A sein); - mit Slellwidersland R16 Ausgangsspannung auf 0V einstel- len; - mit Slellwiderstand R24 einen Ruhestrom von 50 bis 60 mA einstellen; - Schutzwiderstände und Eingangskurzsehluß entfernen: Aus- gangswiderstand (Ersatzwiderstand 40. 100W) anschlie- ßen; - Betriebsspannung einschalten; Ruhestrom und Ausgangsoffset erneut kontrollieren, eventuell nachstellen; - Beginn der dynamischen Prüfung (s. auch [ 5 )). Bild' 100-W-Modul dcr symmetrischen Darlingron-Endstufe auf Kühl- profil 0385 0 Tabelle2Technis cheDaten des 100-W,Fndviufenm odulvders ym m etris chen Dar/in gton-Ends tufe Betriebsspannung Uin V ±33 bis +38 Ruhestrom I M in mA 130 lletriebsstromaufnahme )Yin A bei P0  100W 2,4 Nennleistung F,, an 40 in W 100 Musikleistung P,»1 an 40 in W 130 Klirrgrad K in 14 bei P -100 W, 20 hz bis 20 kHz <0.08 (:herlragungshereich in Hz hei 0,1 P__, ('-3 dB, R, =40 ) 8his 70000 Leistungsbandbreite in Hz (-3 dB) 10 bis 50000 Dämpfungsfaktor hei R1  40 und 40 Uz >21 Nenneingangsspannung t/,5in V 0,83 Eingangswiderstand R, in kO bei 1 kßz >40 Lastwiderstand RL in 0 Signalfremdspannungsabstand S/N in d13 bei P0 = 100W >86 Strombegrenzung bei Lastkurzschluß in A < 1,8 Schmelzsicherungen in A 2.5 F Abmessungen der Leiterplatte in mm ‚169 X 57 Schaltungahesondcrheilcn  geringe  Ein-/Ausschaltgeräusche.  cicktnsoi- sche  Laslkurzachlußsichcrung, 200-W-Urük- kenbeerieb von 2Modulen an 8-0 -Lastwider- stand möglich Allgemein ist noch zum Verhalten der Endstufe im Störungsfall zu bemerken, daß bei Ausfall einer Sicherung oder der Betriebs- Spannung einer Seite die andere Schaltungshälfte ebenfalls sperrt. Am Ausgang bleibt 0V erhalten bzw. ohne Last eine ge- ringe Restspannung von etwa 5V, Bei Verdacht auf einen defek- ten Endtransistor sind die Schutzwiderstände 330/15W in die Versorgungsleitung zu schalten, und der Betriebsstrom ist zu kontrollieren. Durch Überbrücken von R25 und R26 muß die Stromaufnahme in beiden Fällen zurückgehen. Die technischen Daten des 100-W-Endstufenmoduls sind in Ta- belle 2 zusammengefaßt. In Bild 7 ist der fertige Baustein auf Kühlprofil 0385 0 zu sehen. Auf einer Seite mußten 2 Kühlrip- pen entfernt werden. Lautsprecherschutzschaltung An NF-Leistungsverstärkern mit DC-Ausgang und bei Brücken- verstärkern werden die Lautsprecher bzw. Lautsprecherkombina- tionen in der Regel ohne Auskoppelkondensalor, d. h., direkt an den Leistungsausgang angeschlossen. Hat der Endverstärker keine eingebaute Lautsprecherschulz- schaltung, kann der Leistungsausgang bei Defekt einer Endstufe oder einem Fehler im Differenzverstärker ein großes Gleichspan- nungspotential annehmen, das im ungünstigsten Fall in der Größe der positiven oder negativen Betriebsspannung liegt. Eine hohe Gleichstrombelastung führt aber nach längerer oder kürze- rer Zeit zur thermischen Zerstörung der hochwertigen Lautspre- cher. In NE-Verstärkern mit DC-Ausgang sind zum Teil (Ileichspan- nungsdetektoren ‚für den Lautsprecherschutz eingebaut. Diese benötigen jedoch eine zusätzliche Spannungsversorgung und können nicht an jedem Endverstärker nachgerüstet oder ange- schlossen werden. Aus diesem Grund wurde eine Lautsprecher- schutzschaltung entwickelt, die man passiv in die Leitung zum Lautsprecher schalten kann. Damit ist jeder niederohmige End- verstärkerausgang nachrüstbar (Bild 9). Die Schutzschaltung hat folgende Vorteile- - keine zusätzliche Hilfsenergie erforderlich; - Ansehlußmöglichkeit an DC- und Brückenverstärkerausgänge von 2 bis 16 0; - sehr geringer Eigenbedarf im ungestörten Betrieb; - geringer Bauelcmcnteaufwand; - Kleine Abmessungen; - mehrere Lautsprecher oder Lautsprecherkombinationen an- schließbar; Vii . SD 349  2X 5 1360 vT 2: 50350  voaf VD4 VOl SZX21IS.6  4 V02; SZX 21/5.6  '1jj_J ‚m Text erwähnt .....—..--o )13 P1 2i NF nqa Symmel sehe : OOW Bild 8 Brückenschaltung von 2 100-W-Modulen für eine Ausgangslei- stung von 200107 an 80 - geeignet für große Ausgangsleistungen (bis 200W an 4 oder 20): - schützt die angeschlossenen Lautsprecher sicher vor positiven oder negativen Fehlergleichspannungen zwischen 4 und 45V; - polaritätsrichtige Fehleranzeige durch 2 unterschiedlich far- bige LED. Schaltungsbeschreibung Der DC-Ausgang des Leistungsverstärkers liegt an den Eingangs- klemmen Xl, X2; der - oder die Lautsprecher zwischen X3 und X4. Der Ruhekontakt ri des Relais KI ist im ungestörten Betrieb geschlossen, und die Lautsprecher sind dadurch unmittelbar mit dem Verstärkerausgang verbunden. Der Widerstand Ri bildet mit dem Kondensator Cl oder C2 einen Tiefpnß mit einer sehr niedrigen oberen Grenzfrequenz. Dadurch kann die Überwachungsschaltung auch bei niedrigen Signalfrequenzen nicht ansprechen. Tritt eine fehlerhafte Gleichspannung >4V am Verstärkeraus- gang auf, wird Je nach ihrer Polarität entweder der Kondensa- tor Cl oder C2 über den Widerstand Ri aufgeladen. Der jeweils für die Fehlerspannung falsch gepolte Kondensator wird durch die parallelliegende, in Durchlaßrichtung geschaltete Z-Diode (VDI. VD2) überbrückt. An ihm tritt dann eine geringe Fehler- Spannung von etwa 0,7V auf Die Spannung am richtig gepolten Kondensator kann nur bis zur jeweiligen Z-Spannung plus der erwähnten 0,7 V ansteigen. Diese wurde so ausgelegt, daß das Relais KI, das bei anliegender Fehlerspannung über den Transi- stor VT1 oder VT2 gespeist wird, keine zu große Erregungsspan- nung erhält. Gleichzeitig bewirken die Z-Dioden VDI oder VD2 eine Strombegrenzung durch die Transistoren VTI bzw. VT2, von denen je nach Polarität der Fehlerspannung immer nur einer leitend ist. Die Dioden VD3 und VD4 verhindern Inversbetrieb über den je- weils nichtleitenden Transistor. Liegt Fehlerspannung an der Er- regerwicklung des Relais, so schaltet es durch den Ruhekontakt il die Lautsprecher ab. Die Fehlerspannung wird polaritätsabhängig durch eine rote oder grüne LED angezeigt (VD5, VD6). Um bei länger anstehen- den großen Fehlerspannungen den jeweils leitenden Transistor nicht thermisch zu überlasten, wurde das Gerätegehäuse als Kühlfläche ausgelegt. Außerdem besteht die Möglichkeit, bei »X« einen geeigneten Kaltleiter, der thermisch mit den Transistoren verbunden ist, einzuschalten. Damit kann die Verlustleistung des Transistors reduziert werden. Allerdings muß der Kaltleiter so niederohmig sein, daß er auch bei Erreichen der Sprungtemperatur keinen zu großen Widerstandswert annimmt und der Haltestrom des Relais unterschritten wird. In Bild 10 ist die Bauelementebestückung und in Bild 11 das fer- tige Gerät zu sehen. In Tabelle 3 sind die technischen Daten der Lautsprecherschutzschaltung enthalten. ci 00f41 Yvoi DC - Versidrker Ausgort  2x10...... K1E ' 902 ‚<O   C1-'  *  906 '<1- GaR io 1-11_as  von 10  VOA 23 Bild 9 Lautsprecherschutzschaltung ohne zusätzliche Hilfsenergie i/0 A1 0  V0A23 D x3   Q  Q   O b 1m vT2 1 «1 1 .11l.oS .5 0349 lo0op{   1000p 1 403.50   1   63V   1 1   63V   1 S$E 1 - VOß  1  1  1  1   3(2  2x$zX21h5 0 xl 0 — VO4 O1 0 Bild 10 Bauelementehcstückung der Lautsprecherschutzschaltung Tabelle3 Technis cheDaten derLouts preche,zehutzs chaltong Maximale Betriebsspannung des Verstärkers (±0',) in V  45 Maximale Ausgangssinusspannung des Verstärkers U, in 40 Maximaler Ausgangsstrom des Verstärkers 1,,, in A 10 Frequenzbereich im ungestörten Betrieb in Hz 5 bis 100 000 Eigenstromaufftahnie 1, in mA bei (1, ‚‚ ".20 V,f= 10 Hz bis lOOldHz 10 Ansprechveczögerung bei auftretender Fehlerspannung ins 0,5 bis l Ansprechfehlerspannung ±IJ in V 4 bis 4,5 Umgebungstemperatm in 'C -20 bis + 50 Abmessungen Lx B x  in mm 76 X 76X26 Literatur [ 1] II.Hantzs ch, Wärmeableitung bei Halbleitern, Berlin 1978. [ 2] 1V.Friedrich, Schutzschaltungen für NF-Leistungsverstärker, radio fernsehen elektronik, Heft 6/1980, Seite 391 [ 3] J.Mantel, Warum sind HiFi-Anlagen so schlecht? Funkschau Heft 20/19765 Seite 71. [4] W. Bien, Anatomie eines aktiven Vierweg-Lautsprechers, 2.Teil, Funkschau Heft 8/1980, Seite 113. 51 D.Schiller, Praktische NF-Verstärkertechnik, Berlin 1988. Lautsprecher Ergänzung zu Bild 3: Gestrichelte Bauelemente und „A„-Bezeichnung gelten bei Verwendung zusammengesetzter Darlingtonstufen. Für VTI3, VTI4 können auch Schottky-Dioden KA34 eingesetzt werden. 03, 560 p = 05 : VT2, 5 F829D VT5: NPN-Leistungsdarlington = VT16; VDI und VD2 sind falsch gezeichnet: zwischen - U, und - U, gestrichelte Verbindung Bild 11 Lautsprecherschutzschaltung -. Geratereaiiaierung t SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 1) 1989 1 Blatt 1.  Einleitung Seit den bahnbrechenden ingenieurtechnischen Arbeiten von Robert A. Moog zum spannungsgesteuerten modularen Synthesi- zer sind etwa 20 Jahre vergangen - eine Zeit, in der sich eine Entwicklung vom istimmigen, monotonen Synthesizer zum 16- (und mehr-)stimmigen, voltdigitalen Synthesizer (oder sollte man besser von Musikcomputer sprechen?) vollzogen hat. Inter- essant daran: Instrumente aller Entwicklungsstufen sind neben- einander auf der Bühne, im Studio und in der »Komponisten- werkstatt« vorzufinden. Neben dem legendären DX 7, einem 16stimmigen polyphonen Synthesizer der Fa. YAMAHA, mit dem sich beispielsweise der Backsound erzeugen läßt, findet man den monofonen Micromoog oder Prodigv der Fa. Moog, mit dem eine Solostimme vom glei- chen Keyboarder intoniert wird. Anfänglich sehr teure Instrumente, haben Synthesizer etwa seit Ende der 70er Jahre auch Einzug in die Amateurfachliteratur ge- halten, und es gibt nicht wenig Interessenten, die ihre Freizeit für den Bau eines derartigen, relativ aufwendigen Instruments opfern. Auf den durch viele Leserzuschriften gewonnenen Erkenntnis- sen auftauen« soll ein Modulbausatz - eben der in der Ober- schrift bereits formulierte Klangbaukasten - vorgestellt werden. Es wurde ein Leiterplattenformat von 80 mm >< 120 min gewählt, das kleinere, schaltungstechnisch übersichtliche Funktionsein- heiten bedingt. Aufbau und Fehlersuche bei der Erstinbetrieb- nahme fallen besonders dem weniger routinierten Amateur leichter, wenn die Baugruppen nicht zu umfangreich und kom- plex sind- Für alle Module existieren Leiterplatten und Bestük- kungszeichonngen, so daß der Nachbau problemlos sein dürfte. Bis auf wenige Ausnahmen stammen alle eingesetzten integrier- ten Operationsverstärker aus der 080er-Familie. Sehr hochohmi- ger Eingang (FET-Eingangsstufe), geringe bis keine externe Be- schaltung zur Frequenzgangkorrektur, geringe Offsetdrift, Kurz- schlußfestigkeit, um nur einige der sehr positiven Eigenschaften zu nennen, lassen diese OPV-Familie geradezu ideal für den Einsatz in analogen Synthesizer-Modulen erscheinen. Der Auf- bau des »Klangbaukastens« sollte zweckmäßigerweise in der Rei- henfolge geschehen, in der die Module in diesem Abschnitt vor- gestellt werden. Jede Baugruppe kann dann in Betrieb genommen werden und schos auf dem Labor- oder Basteltisch zeigen, was in ihr steckt. Benötigt wird ein Stromversorgungsgerät, das -'-15V und -15V stabil bei einer maximalen Belastung von etwa 100 mA liefen. Als sehr vorteilhaft erweist es sich, wenn dieses Stromversor- gungsgerät eine einstellbare Strombegrenzung aufweist. Sollte es doch einmal vorgekommen sein, daß eine Diode oder ein Schalt- kreis verkehrt herum eingelötet wurde, dann verhindert eine auf etwa 10 bis 20 mA eingestellte Strombegrenzung im allgemeinen größeren Schaden. Um die elektrischen Signale hörbar zu ma- chen, bedarf es eines Verstärkers mit Lautsprecher. Im einfach- sten Fall Kann dazu ein ausgedientes Radiogerät, z.B. ein Koffer- radio, verwendet -werden. Da die Ausgangspegel der Module wesentlich höher sind, als sie von einem Radiogerät »verkraftet« werden können, muß man einen Spannungsteiter vor den Ein- gang schalten. Dieser wird dann bei etwa auf  eingestelltem Laulstärkepotentiometer so dimensioniert, daß das Signal vom Synthesizer-Modul unverzerrt aus dem Lautsprecher erklingt. In Bild list der Sachverhalt dargestellt. Modular oder kompakt eine Frage des Verwendungszwecks Viele Hersteller von Synthesizern haben beide Synthesizerkon- zepte angeboten. Einer ständig verbesserten Palette von Kom- paktinstrumenten für den mobilen Live-Einsatz, die mit Sicher- heit den weitaus größten Posten in Produktion und Umsatz ausmacht, steht ein qualitativ umfangreiches Sortiment an Syn- thesizermodulen gegenüber. Aus diesen Modulen kann sich der Anwender je nach möglichem Aufwand, nach individuellen Ge- sichtspunkten und nach dem konkreten Anwendungsfall einen Synthesizer zugeschnittener Leistungsfähigkeit zusammenstel- len. Ein sehr komfortables Modulsystem ist das 1982 vorgestellre SYSTEM 700 der japanischen Fa. Roland. Die Hauptconsole ent- hält 3 spannungsgesteuerte Oszitlatoren (VCO), 1 spannungsge- steuerte Filter (VCF), 2 spannungsgesteuerte Verstärker (VGA), 2 Niederfrequenzoszillatoren (LFO), 2 Hültkurvengeneratoren (ADSR), einen Phasenschieber (P5), ein Hall/r.eho-Gerät (RV), einen Hüllkurvendemodulator (EF). 2 Spannungsprozessoren (VE, einen Ringmodulator (KM), einen Rausobgenerator und einen 3kanatigen Ausgangsmixer, Als Erweiterungsmodule wer- den angeboten: - Jkanaliger Sequenzer, eine VCO-Bank mit 6 VCO, Sample and Hold. Oberellenshifling usw., eine Filter-Bank mit 2 VCF, 3 VGA, 4 ADSR. einem Gate Delay zum Verzögern der Gate-Impulse; -- Interface und Mixer mit VCF, Filterbank, 9-Kanal-Mixer; - 2-Kanal-Phasenschieber und 2-Kanal-Echo/Halt-Gerät. Der Umfang von SYSTEM 700 verdeutlicht die Größenordnung modularer Synthesizersysteme, wie sie in komfortablen Experi- mentierstudios benötigt werden. Für den Amateur sind das si- cher nicht die geltenden Maßstäbe. man kann jedoch auch mit wesentlich bescheideneren Systemen sehr interessante und über- raschende Klangexperimente durchführen. Auch für den Amateur steht bei der Überlegung - Kompaktsyn- thesizer oder Modulsystem - der geplante Verwendungszweck re vom Lubornetzqerdt   *15V  OhO -15V 4uccH   1 - Ucc Pl 100K 0 P2 470K Modul Audle-- 0— Ausgang Radicgerdt Bild 1 Anschluß eines Synthi-Moduls an ein Radiogerät. An R 1 wird verzerrungsfreie Wiedergabe eingestellt im Vordergrund. Beim Kompaktsynthesizer sind alle Funktions- gruppen fest verdrahtet und die Wirkungen der Module unterein- ander sowie aufeinander vorgegeben- Lediglich das Maß der Wir- kung läßt sich durch Stellorgane in weiten Grenzen variieren. Der Vorteil des »Kompakten« ist, daß Veränderungen am Sound schnell durch Steiler- und Schalterbetätigungen zu verwirklichen sind. Diese Eigenschaften machen ihn eigentlich erst bühnenfä- hig - im Gegensatz zum Modulsynthesizer, bei dem zunächst alle benötigten Module durch Kabel in bestimmter Weise unter- einander verbunden werden mtissen. Auf Grund der wahlfreien Möglichkeiten, alle Aus- und Eingänge der unterschiedlichen Module miteinander zu verbinden (unabhängig davon, ob be- stimmte Kombinationen unsinnig sind), ist ein solches System wesentlich flexibler und kommt besonders dem Klangexperi- mentator im Studio bzw. dem modernen, nach neuen Aus- drucksformen suchenden Komponisten entgegen. Der Program- mieraufwand, d.h. die Realisierung der Modulkombination und das Einregulieren aller Wirkungsstellglieder, ist allerdings erheb- lich. Für den Leser, der sich mit den Grundlagen der Synthesizertech- nik näher befassen will, wird als Literatur (1] und [] empfoh- len. Mit den 9 vorgestellten Grundmodulen: - Spannungsgesteuerter Oszillator VCO (Voltage Controlled Os- zillator). - Wellenformer WC (Wave Converter), - Antilogconverter (ALC), : : ÖTu*9C4/ /M.6.n Mad.   / °/ /tcorr Nar. M /LFDnA /: ÖTun.nJlL5M'y/.6 MoJlfj4d ‚5 rta - Spannungsgesteuertes Filter VCF (Voltage Controlled Fil- ter), - Spannungsgesteuerter Verstärker VCA (Voltage Controlled Amplifier), - Flüllkurvengenerator ADSR (Attack, Decay, Sustain and Re- lease), - Niedrigfrequenzoszillator LFO (Low Frequency Oszillator), - Rauschgenerator NG (Noise Generator), - Keyboardschaltung KBU (Keyboard IJnit) kann bei Verwendung von 2 VCO und 2 ADSR ein recht lei- stungsfähiger Kompakt-Synthesizer aufgebaut werden. Für einen Modul-Synthesizer gilt das Gesagte - der Aufwand hängt von den individuellen Gesichtspunkten und dem Spaß am Experi- mentieren mit dem Medium Klang ab. Bild 2 zeigt einen möglichen Gestaltungsentwurf für ein Kam- paktinstrument, während der Aufbau eines Modulsystems in Bild 3 dargestellt ist. Alle Module werden mit kurzen Steckverbindern an den Front- platten untereinander verbunden. Die Tastatur mit interner Key- board-Schaltung stellt also ein gleichberechtigtes Steuermodul dar. Bild 2 Monofoner Synthesizer; a - Gestaltungsentwurf mit 2 VCO, 2 LFO und allen weiteren erforderlichen Modulen (lies: Wave statt Wafe), b - Kombination der Module, allen Steuereingängen Er (Eingang Control) sind im Fall der Moduiationssignale des LFO und NG Signaiwahlschaller und Steliwidersllnde vorge- schaltet (lies: White statt Withe) ' Y CF  /   MIX • d: cr/   / Modulation Rann. Mad/SCQI fl Nase Ext./  4, Naise Ha d/4srz2aC14iTs7 Modulat an   Wo f / Headphone / LQ C: o- •: 6 / %zfl2q   Afltrk Decay SusI. Rel, DE MOD PITCI-1 /7 .Audia Extern vco Iwc 1   1 vco   VCF   1  1   VC4 Audin Cut lV/O!J ALC  AI_I ..___J—iii€-j   A  rE  4 E  EcEcE4.   1  1 E, E, Ec E3 E4 A 1 IHüllkurve nut 1 1 Hüllisurve au% AA Dreieck flS Rechteck -‚.‚'. Sinus MMWithe Noi .AJ Fink Na, IV/ K8U  1 1 1 1  LFO 11   1   1 N  Wilhe 1  jtj' \  1 Trigger Gnke   i II' Jt_1L  IWithe Pink El   II ADSR  1 1 ADSR MIX ' ,2UIS  1 ' 9Y   Nah stab. 5V .15V -15V Graund GND KDV Güte iii± ' c C I Ost E Bild 4 Prinzipschaltung eines VCO nach dem Dual-Slope-Prinzip SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen \  Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  4-2 (Blatt 2) REVERS RM PHASING LFD LFD LFD NG ADSR ADSR ADSR WA VCA Speed Feedb. Time : 0: Md 0   ° Mix : 0: : 0. .0: Dur 0 : 0: : 0: o FEED MI BACK . -.0: OMod 0 Audio O U T dito wie rechts dito wie rechts .0: SPEED 0 'A 0 t'j\/' 0 l= Withe 0 0 0 (wie rechts ) (wje rechts ) 0 Allack 0 Decay 0 Sustain 0 ReleaSe (wie Audio 0 lnp. 0 Dutp. Pjnk 0 0 0 rechts) 0 0 000 0 0 0 000 Audio  IN 001 El  EZ Audic INI fj4 - Gute Dill aut Modulation VCD   \  VCD VCD   VCO VCF  VCF MIX Prich O  O CuIoff Resono e . flvco lut 0.0-Audio \ wje wie i.VCD  wie  1.VCD  we  links .. 000lnput 04 0 \  . \  \   \   \ los  OLJ .g 3000  1 \\exp.lin in 00 0 Bild 3 Prinzipieller mechanischer Aufbau eines modularen Synthesizer- Systems, Die Module erhalten aus dem Gestell lediglich die Ver- sorgungsspannungen, alle anderen Aus- und Eingänge befinden sich an der Fronttafel jeden Moduls 3.  Der spannungsgesteuerte Oszillator - das Herz des Musiksynthesizers Den Aufbau der Module sollte man mit dem VCO beginnen, denn dieser Modul erzeugt ja bereits Signale, die hörbar gemacht werden können und sollen. Alle Signale, die nach entsprechen- der Formung und Modifizierung durch die weiteren Synthesizer- Baugruppen einmal über den Ausgang des »Synthis« zu einem Verstärker gelangen, werden ab nun als Audiosignale bezeichnet. Im Gegensatz dazu benötigt der Synthesizer die Steuersignale, mit denen die Modulationen und sonstigen Veränderungen des •Audiosignals bewirkt werden. Die Spannung U5 , mit der die Tonhöhe des VCO geregelt wird, ist z. B. ein solches Steuersi- gnal. Die Funktion des VCO soll an Hand des Prinzipstromlaufplans (Bild 4) erläutert werden. Es wird der Fall angenommen, der Transistor Vl sei nicht leitend, so daß die negative Steuerspan- nung -- U voll auf den invertierenden OPV NI wirkt, während am (+)-Eingang nur die Hälfte der Steuerspannung ansteht. So- mit ist der (—)-Eingang dominant, und die Ausgangsspannung des OPV NI steigt linear in positiver Richtung. Dieser positive Spannungsanstieg läßt einen konstanten Strom über den zeitbe- stimmenden Integrationskondensator C1 zum (—)-Eingang, dem sogenannten Summenpunkt der Schaltung, fließen. N2 ist als hy- steresebehafteter Komparator geschaltet, d.h.. die Ausgangsspan- nung wird mit der Widerstandskombination Ri und R2 geteilt. Der über R2 stehende Teil der Ausgangsspannung U2 UA R1+R2 liegt gleichzeitig am nichtinvertierenden Eingang des OPV N2 und »hält« ihn in dieser Schaltlage fest. Eine Spannung gleicher Polarität und etwas höherer Spannung als Ui{ r am invertierenden Eingang läßt den Komparator N2 in die andere stabile Lage kip- Bild 71, pen. Dazu muß die vorher beschriebene Ausgangsspannung von Ni diesen Wert erreicht haben. Der Komparator schaltet nun von +1],, auf - 17A um. Die negative Spannung treibt einen Ba- sisstrom über die geöffnete Diode V2 und den Basisvorwider- stand Rv in die Basis-Emitter-Dioden-Strecke von VI, so daß dieser leitend wird und den Fußpunkt seines Kotlektorwider- stands an Masse legt. Dadurch wird der (+)-Eingang dominant, und die Stromrichtung durch den lntegrationskoradensator polt sich um, d. h., die Ausgangsspannung des Integrators geht zeitli- ncar von U, nach - LR2. - L'R2 ist für die derzeitige Kipplage des Komparators N2 die Komparatorschwelle, bei deren Errei- chen sich am (—)-Eingang wiederum die alte Kipplage einstellt. Dadurch wird- der als Schalter arbeitende Transistor Vi wieder freigegeben, und die Ladung des Kondensators C1 kehrt sich wie- der um. und so fort. Bild 5 Ausgangsspannungen des VCO: unten die Rcchteckspannung des Komparatorausgangs, obett das Dreiecksignal am integeatoraus- gang St 2 1 F- Sxt000p N1,N2 N3 B082O 43 X3 EC 2 x Xl   4Ucc R7  iM C6 _L iSv 2,2M lOOn 1 1(8  Al 71 X4  oK : Ust   2  47K   - R3 -i 71 XG OK   ca  dp Pt' F N3b 15V Xl GNC vri   0510K   C7   X7 VE 54v 32   WOn 1J SC307d 12K Die beschriebenen Vorgänge lassen sich gut am Spannungsdia- gramm in Bild 4 nachvollziehen. Bild 5 zeigt eine Fotografie der Oszillogramme beider Ausgangsspannungen. Im Stromlaufptan des VCO-04 (Bild 6) ist die Prinzipschaltung gut zu erkennen. Bild 7 und Bild 8 zeigen Leiterbild. Bestük- kungsp]an und ein Muster des VCO-04. Der günstigen Slew-Rate wegen wurde der B 080 D für Integrator und Komparator einge- setzt. Die beiden Ausgangssignale Dreieck und Rechteck werden über sogenannte Puffer-Verstärker, die mit N3a und N3b reali- siert sind, gerührt. Damit wirken äußere Laständerungen und Be- lastungen generell nicht auf die Schwingschaltung. Die um- schaltbaren Kondensatoren Cl bis C5 sollten Po1ysro1-Konden- satoren mit einer relativ engen Toleranz von kleiner 1 % sein. Ein Abgleich durch exakten Oktavsprung nach Gehör ist möglich, besser verwendet man jedoch einen Zähler. in Schalterstellung 1 muß exakt die doppelte und in Stellung 3 exakt die halbe Fre- quenz gegenüber Schalterstellung 2 einjustiert werden. Ein exakter Abgleich des VCO ist nahezu nur unter Verwendung eines Oszilloskops möglich. Mit R3 wird sorgfältig auf einen symmetrischen Dreiecksverlauf'der Dreieckspannung abgegli- chen. Das geschieht in Schalterstellung 2 bei einer 115 von —4V. Danach wird Schalterstellung 3 gewählt und eine Steuerspan- nung von --0,1V eingestellt. Nun wird wiederum auf symmetri- schen Dreieckimpuls abgeglichen, dieses Mal allerdings mit .k8. Der Abgleich muß in beschriebener Weise 1- bis 2mal wieder- holt werden, da beide Steiler nicht unabhängig voneinander wir- ken. Bild ( ‚ Stromlaufptan des vc-o. Des Schalter St und die mschallbaren Kondensatoren Cl bis C5 sind extern an die Leiterplatte ange- schlossen SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Käpitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  4.3 (Blatt 3)   1 ± pflön 0 cs   WO   1 b °X1 °X2 °XI °x4°x5  -  °xt°x7 °xS Bild 7 Leiterplatte VCO-04 a - Be- stückungsplan  - Misicht eines Musters cl 0 9 . 2. k" ,., 0 Bild 8 Leiterplatte VCO-04, Leiterzugseite 00 00 IOK  4,7 K vc   II090l  -j 004 1 IF-HH4 II 3 $ ' H Bild 9 Anschluß des VCO ftr Abgleich sowie Kontrolle der ersten Laut- äußerungen« 5   10 J51[v] Die Steuerspannung gewinnt man mit einem Potentiometer, wie es in der Erprobungs- und Abgleichschaltung gemäß Bild 9 dar- gestellt ist. Bild 10 zeigt die lineare Abhängigkeit der Frequenz des VCO von der Steuerspannung. Im angeschlossenen Verstärker sind nun schon die ersten noch unbearbeiteten »Rohtöne« des geplanten Synthesizers hörbar. Ein Hörvergleich zwischen dem Rechteck und dem Dreieck läßt deutliche Unterschiede im Klang dieser stationären Signale er- kennen. Während das Dreiecksignal weich und fast farblos klingt, hört sich das Rechtecksignal hohl und »quinlig« an- Be- sonders bei tiefen Tönen sind diese Unterschiede sehr deutlich wahrnehmbar. Doch bald schon werden diese Klänge sehr lang- weilig wirken. Abwechslung gehört in den Sound, also wird das nächste Modul fertiggestellt. 4.  Der Tieffrequenzgenerator moduliert den VCO Zumindest im linken Teil stimmen LFO und VCO nahezu über- ein. Die Unterschiede sind nur gering und nicht prinzipieller Na- tur. Deswegen kann auf eine Funktionsbeschreibung verzichtet werden. Der Wert des Integrationskondensators Cl beträgt t pF und ist damit um den Faktor 10 größer als der des VCO, d. h., die Fre- quenz des LFO hat einen um diesen Faktor geringeren Wen. Der Frequenzbereich des LFO liegt zwischen 0,1 und 7 Hz. Sollte man die Frequenz von 7 H als zu niedrig ansehen, kann an Stelle von 1 pF für Cl ein Wert von 0,47 pF bzw. 0,22 pF einge- setzt werden. Die Steuerspannung LJ wird bei dieser Schaltung mit Pl eingestellt. Dieses Potentiometer erhält später im fertigen Gerät die Bezeichnung »Tempo« oder »Speed«. Mit ihm wird Bild 12 Strcnnlaufplan des LFO-04 Bild 10 Lineare Beziehung zwischen der Steuerspannung und der Fre- quenz des VCO die Tremolo- oder Vibratofrequenz bzw. das Tempo der »Mee- resbrandung« eingestellt. Das Dreiecksignal wird mit dem OPV Nld in bekannter Weise gepuffert und kann vom Ausgang A2 abgegriffen werden. Gleichzeitig gelangt es an den Sinusfnrmer mit Nic. Das Gegenkopplungsnetzwerk mit 2 / 4 Dioden be- wirkt eine gute Sinusapproximation. Mit Rio wird am Oszillo- skop nQch Sichtbeurteilung eine möglichst saubere Sinuskurve eingestellt. Das Rechlccksignal am Ausgang des OPV Nib (An- schluß 7) wird an den Anschluß A3!Pkt. 4 geschaltet und kann dort zu Modulations- oder Schaltzwecken abgegriffen werden. Deshalb hat dieses Signal auch den vollen Spannungshub von ±14V, während die beiden anderen Signale jeweils nur =6V aufweisen. Bild ti Die Ausgangsspannungen des LFO: ‚unten Sinussignal, oben Dreiecksignal (a',sf die Darstellung des Rechtecksignals wurde verzichtet) p4-1SV V02 ... V09   8xSAV32 Rl4 3.31< 0 R13 15K lp )ei C200Op 5 1 8K Pl 03  68n R12  421< p Rio 72 14R9100 4,71< • 13 Nld L Si N1bR7 fl A2 bR3 R7 12K 02  68n xS P71 GNO R81 391< 3,3Kw x61sv 121< vO 10  54V 32 43 ______________ >< NI: 80840 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen \  Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  4.4 (Blatt 4) x 01 ± 0 0000 cl 0 Irt':r10 R10 Ä & I YT1   c7IJ c2-  s C 5 C 112 0 0 0 0-0 0 AS 0 6   vom 0—y---09 6&6 00 V02 vo 00 Q 0  0507  + Bild 13 LFO-04; a - Bestückungs- plan, b - Ansicht der Lei- terplatte Für den Transistor VI kann auch ein anderer pnp-Typ eingesetzt werden, jedoch sollte seine Stromverstärkung nicht zu gering sein. Die Dioden V2 bis V9 sind ebenfalls unkritisch - es be- steht lediglich die Forderung, daß sie alle Si-Schaltdioden ( bzw. Universaldioden) des gleichen Typs sein sollen. Die Schaltung ist sehr einfach und sollte, wenn keine Bestückungsfehler, Bau- elernentefehler o. a. vorliegen, sofort funktionieren. Bild II zeigt die Ausgangsspannungen im Oszillogramm. Bild 12 bis Bild 14 enthalten Stromlaufptan, Bestückungsplan und Leiterzugseite des LI-O-04. Die Inbetriebnahme wird analog der Versuchsschaltung nach Bild 9 durchgeführt, wobei der Vielfachmesser und der Verstär- ker entfallen können. Nachdem die einwandfreie Funktion des LFO sicher ist, werden die beiden Module VCO und LFO als Versuchsschaltung zusammen betrieben. Dabei ist die steuernde Wirkung der unterschiedlichen Signalformen des LFO gut zu studieren. Zunächst baut man eine »fliegende« Schaltung nach Bild 15 auf dem Experimentiertisch auf. » 0  0.r. 00 00-   + 0-00!I- 0 + Bild 14 Leiterzugseite des LFO-04 sv 111 sv 5V 1 ISV Bild 15 Erprobungsschaltung - Wirkung der IY O-Steuersignale auf die Frequenz des VCO 5,8K ii  J,  1  SAAl Pl 22Kf   LFG 04  4,7K  VCO -04   8   1   5 ru 174  11  1  4 P3 10K 1Cr< 00K P2 10K ' /t r alörke Der Verstärker wird immer entsprechend Bild 1 angeschlossen - in Bild 15 wurde der Teiler aus Gründen einer guten Übersicht- lichkeit fortgelassen. Mit P3 stellt man die Tonhöhe des vcoein- Am Endgerät wird P3 einmal die Bezeichnung »Pitch« (= Tonhöhe) erhalten. Mit P2 wird die Modutationstiefe des Steuersignals eingestellt. P2 er- hält später die Bezeichnung »Modulation«. An Stelle des flexiblen Drähtchens. das man an Punkt 4. Funkt und Punkt 7 des LPO anlötet, wird am Kompaktgerät ein Stufen- schalter verwendet. Mit Pl stellt man in beschriebener Weise die Frequenz des LFO ein. Wird P2 an den Sinusausgang 5 angeschlossen, erhält man bei Rechtsanschlag von Pl (schnellste LFO-Frequenz) und wenig aufgedrehtem P2 ein angenehm warmes Vibrato. Bei einer we- sentlich langsameren LFO-Frequenz von 0,5 bis 2 H und we- sentlich größerem Modulationsgrad - also Frequenzhub - las- sen sich diverse Sirenengeräusche imitieren. Den Klang des Martinshorns erhält man bei Modulation des VCO mit dem kechtecksignat. Die Versuchsschaltung hat einen kleinen Nach- teil -- P2 und P3 beeinflussen sich in ihrer Wirkung gegenseitig etwas. Für den Versuchsaufbau darf man diese Unzulänglichkeit in Kauf nehmen. Bei Verwendung der nächsten Module fällt die- ser Nachteil ohnehin weg, denn die Erprobung des nächster. Bausteins kann nur sinnvoll mit dem VCO zusammen durchge- führt werden. Der Wellenfonner WF schafft neue Klänge Bei der Beschreibung des VCO gurdc der Begriff »Rohklängc<' für Signale benutzt, die noch einer weiteren Behandlung unter- zogen werden. Der VCO lieferte 2 dieser Ausgangssignale: ein Rechtecksignal und ein Dreiecksignal. Beiden Signalen sind charakteristische Oberwellenantei16 eigen. So hat das Dreiecksi- gnal nur sehr wenig wirkungsvolle Oberwellen. Darin liegt der Grund, daß das Dreiecksignal nur unwesentlich anders als ein Sinussignal klingt. Während das Sinussignal keine Oberwellen enthält und deshalb farblose und »teere« Klänge ergibt, klingt das Dreiecksignal weich mit einer reinen Oberwellen-Glanz.- Krone. Des weiteren liefert der VCO ein Rechtecksignal, das sehr oberwellenreich ist und demzufolge stark gefärbt klingt. Dieses Signal hat nur ungeradzahlige Oberwellen. Daraus ergibt sich ein »quintiger« Klang, denn die 3.Oberwelle 3j' , ist die reine Quinte in der darüberliegenden Oktave. Es wird sich später zei- gen, daß es sinnvoll ist, einen Satz verschiedener solcher »Roh- Hänge« - besser Prtmärsignale - wahlweise benutzen zu kön- nen. Besonders die Filterwirkung basiert auf den Oberwellen bzw. auf ihrer Veränderung. Dadurch wird mit der Wahl eines dieser Primärsignate der endgültige Ausgangssound bereits maß- geblich mitbestimmt. Der Wellenformer ist eine Baugruppe, die aus den beiden Pri- märsignalen des VCO weitere 4 unterschiedliche Signale er- zeugt, so daß insgesamt 6 unterschiedliche Signale zur weiteren Formung und Modifizierung zur Auswahl stehen. In Bild 16 ist der gesamte Signalsatz dargestellt. Die Erzeugung dieser Signal- Bild 16 Die 4 .kusgangssignale des Wellenformers; a - Sinuswelle. b - Sa- gezahn doppelter Frequenz. r -- Spaced-Sägezahn, d - Rechteck- impulse mit steuerbarem lastverhältnis formen wird im Anschluß an die Schaltungsbeschreibung ertäu- 1 er' . Bild 17 zeigt den Stromtaufplan des Wellenformers; Bild 18 und Bild 19 informieren über den praktischen Aufbau. Am Eingang E2 liegt das Dreiecksignal vom VCO an. Es gelangt an einen bipolaren Schalter, der mit Nlb und mit dem Transi- stor V2 aufgebaut ist. An der Basis von Vi ist das Rechtecksignal des VCO angeschlossen. Die Flanken der Rechteckimpulse dek- ken sich mit den Amptitudenspitzen der Dreieckspannung. Im- mer, wenn zeitlich eine Flanke des Dreiecksignals abgelaufen ist, wird der Transistor umgeschaltet - von leitend auf gesperrt und wieder zurück. Der als Schalter arbeitende Transistor schal- tet die Polarität des Ausgangssignals um von invertierend auf nichtinvertierend usw. Das heißt; Nach jeder Flanke des Drei- ecksignals schaltet sich die Polarität um - aus einer fallenden Dreicckflaoke wird wiederum eine steigende. Daraus ergibt sieh, daß am Ausgang Al dieser Stufe ein Sägezahnsignal doppelter Frequenz abgegriffen werden kann. SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen \  Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  45 (Blatt 5) Al X5 0iMt14 J5t   El tOSV X9 P15  100$< ri A2,X8   °i'LJl_ft V03 Pl  33$<  P2 1001< P16  22$< .-tsv flJl_ E2 P4 1001< 5   Nib 1R23 P3 581< P17 Ri9 U 22K R27  00$< 471< 221< ______ ____ 3K   j2 N :n E3 P5  4,71< VT2 S0207d N2 X3 -o  p R20 xl0 22$< 25 P6 21< 12K xl vDSvoiz P21 25 221< X7 331< X4 He GND R14  3,3K 1 Z -15V -15V IR13  15$< P12 22$< L R7 100  8 4,71< Nla 100K p:iooK ,15v RIO 471< Bild 17 Stromlaufplan des Wellenformers WF-04 Bild 18 WF-04; ii - Bestückungsplan, b Ansicht der Leiterplatte 1<1 00840 N2: 9 oßi 0 44 X6 + RM 11 0 P27 Im   \R20 P24 0 m 1 0 _ A4I &uck 0 °XI °X2 )<3 0 X4 0x50X6°X7 °X8 0X9  °Xl0 [I; 1 0. o 0----0 0 0 0• 0 gT g[ II Bild 19 Leiterzugseite des WF-04 Das Dreiecksignal gelangt außerdem an einen Sinusformer, der mit Nia aufgebaut ist. Es handelt sich um die gleiche Schaltung, die heim LFO-Modul bereits beschrieben wurde. Am Aus- gang A4 ist ein Sinussignal abzugreifen. Das Sägezahnsignal gelangt außer an den Ausgang Al noch über den Widerstand R16 an den Komparator Nic. Seine Kompara- torschwelle ist über den Steuereingang El veränderbar. Das zu- geführte Signal hat die Form eines Sägezahns, so daß durch die Komparatorschwelle die Impulsbreite der Ausgangsimpulse. be- stimmt wird. Durch Verändern der Komparatorschwetle. z. B. durch ein langsames Sinussignal der LFO, werden im Rhythmus dieser steuernden Sinusschwingung die Ausgangsimpulse am Ausgang A2 schmaler und breiter. Damit verändert sich rhyth- misch ihr Oberwellengehalt. Dieses Oberwellentremolo wird auch Obenvellen-Shifting genannt und stellt bereits die erste Mög- lichkeit der Signatmodulation dar. Außerdem gelangt das Sägezahnsignal über den Widerstand R 18 an eine Clip-Schaltung, die durch Nld und durch Beschattung mit der Diode V4 im Gegenkopplunszweig realisiert ist. Die Clip-Schwelle wird mit R20 eingestellt. Zweckmäßig ist eine Einstellung, die den halben Sägezahn wegschneidet. Dieser ver- bleibende Rest des Sägezahnsignals wird Spaced-Sägezahn ge- nannt. Mit dem OPV N2 wird die Amplitude wieder auf den Pe- gel der anderen Ausgangssignale verstärkt. Die Wellenformerschaltung gehört funktionell zum VCO. so daß nunmehr folgender Satz von Primärsignalen zur Verfügung steht: 1. Dreiecksignal 1 Rechtecksignal   J 1 Sinussignal   1 ' 4. Sägezahnsignal  .  21. 5. unsymmetrisches Rechtecksignal 2/, 6. Spaced-Sägezahn  2f, Die Testschaltung nach Bild 15 wird nun um den WF-04 erwei- tert. Bild 20 zeigt den Anschluß des WF-04. Mit dem Verstärker 1 SV2xIsV 1 4,7 k können jetzt alle .Ausgangssignale angehört werden. Besonders interessant ist die Modulation des Koniparators mit Signalen des LFO. Bei konstanter Grundfrequenz ändert sich der Klang des am Ausgang A2 (am WF-04) abgegriffenen Signals. Der Rauschgenerator erzeugt Audio- und Steuersignale Ein Hilfsgenerator fehlt in keinem »Synthi« - der Rauschgene- rator. Wenn eine Meeresbrandung donnert, ein wilder Sturm aufheult, wenn es gar regnet - oder ganz anders - der Synthesizer Klänge von sich gibt, als ob eine Melodie auf gesprungenen Weingläsern gespielt wird, immer trägt der Rauschgenerator die Verantwor- tung für dieses Klanggeschehen. Die Schaltung des Rauschgenerators NG-04 (Noise-Generator) ist recht einfach. Da keine Abgleich- und Justagearbeiten erfor- derlich sind, dürfte die Inbetriebnahme leicht fallen. Die Schal- tung nach Bild 21 funktioniert folgendermaßen: Die in Sperrich- tung betriebene Emitter-Basis-Strecke des Transistors Vl erzeugt eine Rauschspannung in der Größenordnung von U, =10 mV. Der Wechsetspannungsverstärker Nld verstärkt dieses sehr ho- mogene weiße Rauschen mit dem Faktor 500, so daß an'Aus- gang Al eine Rauschspannung U, von etwa 5V steht. Der 01W N ic ist als Tiefpaßfilter 2. Ordnung beschaltet und läßt alle Frequenzariteile unter 100 Hz am Ausgang passieren. Die Spannung U am Ausgang A2 beträgt etwa 2V. Dieses gefärbte Rauschen (Rosa-Rauschen, Fink Noise) wird weniger als Audio-, sondern in den meisten Fällen als Steuersignal verwendet. Das tieffrequente Rauschen führt man über den Widerstand R12 dem 01W NIb zu. In seinem Rückkopplungszweig befindet sich eine LED, die von den stochastischen (zufälligen) Spannungs- spitzen des Pink-Noise zum Flackern gebracht wird. Diese LED wird später an der Frontplatte die einwandfreie Funktion des Noise-Generators anzeigen. Bild 22 und Bild 23 zeigen wieder • 42 4 4_ 0j- LFO- 04 WF -04   lvwm y 6 4   43 9   10 4-0 -' ci- 574 p3  10k   100 10 k p2  10Ok 10k lOk Bild 20 Anschluß des WF-04 an den VCO LFD -04 574 4Jk N WV1  4L VCO-04  WF04  MW iLrL (. 1+ 9   10 P p3 ok   100k   J - Bild 25 Einbindung des Rauschgenerators N G-04 in den Laboraufbau Bild 24 Oszillogramme der Ausgangssignale des N G-04: oben Weißes Rauschen, un- ten rosa Rauschen P2 lOk -5- P4 ID!< 10k Bestückungsplan, Musteransicht und Leiterzugseite des Moduls. 7.  Synthcsizerklänge durch das spannungsgesteuerte In den Oszillugrammen von Bild 24 sind die beiden unterschied- Filter VCF lichen Zufallssignale gut zu erkennen. Das Weiße Rauschen verwendet man häufig als Audiosignal, Die Funktionseinheit, die den wohl typischsten Synthesizerktang und es durchläuft dann das spannungsgesteuerte Filter. Durch bewirkt, ist unzweifelhaft das spannungsgesteuerte Filter VCF. Verschieben der Filterresonanz (Filter-Shifting). z. B. durch ein Wenn es als Bandpaß fest auf eine Frequenz eingestellt wird und Sinus- oder Dreiecksignat des LFO, wird jenes erwähnte Sturm- wenn Rechtecksignale das Filter passieren, deren Grundfrequenz v'indgeräusch oder die  Meeresbrandung erzeugt.  Filter oder wesentlich unter der Filterresonanz liegt, lassen sich verblüffend VCO lassen sich aber auch mit der Rauschspannung modulie- echte Oboen- oder Fagottklänge imitieren. Noch interessanter neu - das Audiosignat enthält danach bestimmte Rauschanteile. werden die Klänge, wenn die Filterfrequenz (die Abschneidefre- Moduliert man dagegen den VCO mit Pink-Rauschen, entsteht quenz des Tiefpasses, Gut oft) mit den auf der Tastatur gespiel- ein unsauberer, klirrender Ton - eben der, den man zum »Spiet ten Tönen mitläuft (Filter.Tracking) bzw. bei jedem neu ange- auf gesprungenen Weingläsern« benötigt. spielten Ton von einem ADSR-Konturgenerator angesteuert Bild 25 zeigt das Anschlußschema des Rauschgenerators an die wird. Alle Blechblasinstrumente weisen eine relativ lange Ein- bereits bestehende »Biegende« Laborschaltung. Es werden im- schwingzeit (Attack) auf, so daß man Bläsersuund mit einem mer nur die neuen Beschaltungen und Verbindungen dargestellt, langsamen Attack für das VCF und einem ebenso langsamen At- x2 ßi1d26 7   o,lSV Slromlaufp]an des span- nungsgesteuerten Filters C 3 R26   15 x VCF-04 470/1/16 100 HH - VD Pl 33!< 1 VD7 E1,X3 v02   - V08  P27  2,2M P2 33!< P6  33!< c9 E2.X4 R9 33K R3  3)K 6 c12 loon C10  R25 9 E 3, X 5 R7 33K H --- 8 NF iR 0 RS RB exii-,5, 39K 33K 33K X10 ' /03 V011  V01V012  SAV32 06 C5..  09  Di fl 42 ° Xli ES   X7  R1  RIO 023 1!< [j -JE-- ' V06 C10,C11  047» ' VD 12 Xil  R13 IK R 12 E7  Xg R12 12 R22 12 1 P16 h Cl 47/16 1   4_4,_( Vr3   Vr4'-IILJTHJ 25!< nioPI4 P1i  1!< L 47116  9 33K 220 Rlg 680 - „nonjnvers"   \  SI  „nvers' r NI  il 0840 tEe._X13 P18  J' 1 N2  9 340 0 vr2J  N2 220fl61 L  6J SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  47 (Blatt 7) tack für den Hüllkurvenformer VCA gut »programmiert«. Bei der Beschreibung der Konturgeneratoren und des spannungsgesteu- erten Verstärkers sind diese Hinweise nochmals näher erläutert, und sie werden damit sicher verständlicher. Die Wirkung des Filters auf den Klang ist in [1], [3] und [5 ] aus- führlich dargelegt. Bild 26 zeigt den Stromlaufplan. Es handelt sich bei diesem Fil- ter um eine von Moog entwickelte Schaltung, hei der die gesteu- erten Widerstände (Kotlektorwiderstände der Transistoren V3 und V4 des Transistorarrays) als Transistoren ausgeführt waren. Es hat sich gezeigt, daß Dioden für diesen Zweck mit gleichem Erfolg eingesetzt werden können. Man muß nur darauf achten, daß alle Dioden der Schaltung vom gleichen Typ sind und mög- lichst aus einer Charge stammen. Die Schaltung ist wesentlich vielseitiger als es auf den ersten Blick scheinen mag. Je nach der Stellung von PI arbeitet das Fil- ter nämlich als steuerbarer Tiefpaß mit sehr steilem Amplitu- den/Frequenz-Abfall. als Bandpaß mit hoher Güte oder als Os- zillator und damit klingender Stimme. Letztgenannter Fall wird allerdings selten praktisch angewendet, weil Frequenzkonstanz und Stimmungsreinheit eines VCF immer schlechter sind als die entsprechenden Werte der VCO. Am häufigsten wird das VCF als Bandpaß mit hoher Güte eingesetzt. An die Eingänge El bis E4 lassen sich 4 Steuersignale anschlie- ßen, die alle auf die Lage der Resonanzfrequenz (bzw. Cut oft- Frequenz im Tiefpaß-Betrieb) einwirken. Diese Signale werden völlig rückwirkungsfrei durch die Summierschaltung Nib zu- sammengefaßt, invertiert und an den Ausgang Al geliefert. Eine mit N ta aufgebaute weitere Inverterschaltung dreht die Phasen- lage des Steuersignalgemisches nochmals um 180', so daß Steu- ersignale gegensätzlicher Wirkung auf das Filter geschaltet wer- den können. Umgeschaltet wird mit dem Schalter Si. Das Steuersummensignal gelangt vom Eingang ES an R18 und da- nach an den Stromquellentransistor V2, Der Strom, der durch den Transistor V2 fließt, teilt sich gleich- mäßig in die 2 Strompfade V3 und V4 auf. Das Basispotential der beiden Transistoren ist fest eingestellt, so daß die Strom- stärke durch beide Pfade nur mit dem als Stromquelle geschalte- ten Transistor V2 beeinflußt werden kann. Je nach Stromstärke durch die Pfade wird der differentielle Durchlaßwiderstand der in Flußrichtung geschalteten Dioden VI bis V6 und V7 bis V12 verändert: vereinfacht gesagt -. je größer der Strom in Durchlaß- richtung, um so geringer der Widerstand der Diode. Man könnte die Dioden als gesteuerte Widerstände ansehen. Diese veränder- baren Widerstände bilden mit den Kondensatoren C5 bis C9 Tiefpässe, deren Grenzfrequenz damit veränderbar wird. Durch die Reihenschaltung von 5 derartigen Tiefpässen wird ein steiler Filterverlauf des gesamten Übertragungswegs erreicht. Befindet sich der Schleifer des Stellers PI auf Massepotential, so arbeitet die Schaltung in beschriebener Weise als steiler, elek- trisch steuerbarer Tiefpaß. Die Grenzfrequenz (Cut off-Frequenz) läßt sich von etwa 300 Hz bis 10 kHz variieren. Soll eine tiefere untere Grenzfrequenz er- reicht werden, muß man für C5 bis C9 größere Werte, z. B. 0,47 MF oder 1 gF, einsetzen. Dreht man jetzt PI etwas auf, so wird vom NF-Ausgangssignal an A3 ein phasenrichtiger Betrag in den Eingang rückgekoppelt. Das führt zu einer Entdämpfung für eine Frequenz, deren Pha- sendrehung sich über alle Tiefpässe auf 180°summiert hat. Durch diese Entdämpfung für eine ganz bestimmte Frequenz nimmt die Schaltung Bandpaßverhalten an. Die Güte des Band- passes kann durch den Rückkopplungsfaktor (Entdämpfung) mit PI in weiten Grenzen verändert werden. Mit dem Steuersignal an einem der Eingänge El bis E4 kann diese Resonanzfrequenz ebenfalls von 330 bis 9500Hz verscho- ben werden. Bei Rechtsanschlag von Pl oszilliert die Schaltung, d, h., es tritt Selbsterregung ein, weil die Schwingungsbedingung v °- 1 gegeben ist. R20 wird so eingestellt, daß die Schwingun- gen der Schaltung über den gesamten Durchstimmbereich kon- stant sind und nicht abreißen. C2__ cl  R22   K._9) 0 R17 0 C3 zze 0lg © R15 fl   0 R25 ci (1)   cIa O es e - cu   CL? 1 0-0 x01 02 0 3 04 0 5 0607 0 $ 0 010 011 012 00   0 14   0154 Bild 27 VCF-04; a -. Bestückungsplan, b - Ansicht der Leiterplatte 0000d 01. 04 04 Wenn das der Fall ist, wird P4 langsam aufgedreht, aber nicht bis zum Schwingeinsatz. Jetzt wiederholt man das Durchstimmen mit P3 und kann auf diese Weise bereits Sturmwindgeräusche imitieren. Wird nun P2 zusätzlich herangezogen, gelangt ein Teil der Sinus-Steuerspannung ebenfalls an den Steuereingang des VCF, und die Meeresbrandung funktioniert automatisch. Wird jetzt noch zusätzlich Rosa Rauschen mit PI dem Steuersi- gnalgemisch beigefügt, erhält man prasselnde Brandung. Durch Aufschaltung der verschiedenen Audiosignalformen auf den NE- Eingang desTilters, Modulation des VCO und WF mit unter- schiedlichen Steuersignalen des LFO und Modulation des VCF mit den Steuersignalen läßt sich bereits eine große Anzahl unter- schiedlichster Klänge produzieren. Aber immer noch handelt es sich um Dauertöne, und mit Naturinstrumenten oder den ge- wohnten musikalischen Formen haben sie wenig gemein. Den Einfluß mit der höchsten Priorität hat der spannungsgesteu- erte Verstärker VCA. Er wird als nächste Baugruppe fertiggestellt und in die Schaltung einbezogen. 8.  Der spannungsgesteuerte Verstärker VCA hat die höchste Priorität Die Überschrift drückt aus, daß der VCA dem bereits vielfältig modulierten Audiosignal einen Lautstärkeverlauf - besser eine Hüllkurve - aufprägt, unabhängig, ob andere Signalformungen zeitlich abgeschlossen sind oder nicht. Er ist das letzte Modul in der Kette der Klangformer. Der VCA stellt mi Grunde einen spannungsgesteuerten Lautstärkesteller dar. Benutzt man bei- spielsweise als Steuersignal einen Sinus von etwa 711z, um den VCA zu steuern, so wird dem Audiosignal eine sinusförmige Hüllkurve aufgeprägt - es entsteht der von den Elektronenorgeln bekannte typische Tremolosound. Verwendet man ein Rechteck- signal, dann wird eine Art »Mandolineneffekt« hervorgerufen. - ‚‚Resonunce Bild 28 Ph  IOK Leiterzugseite des VCF-04 s Ver tärker NA _________ 8 4, .. ‚' .j 14  12181 1  Vc004   4 5 r7 8   VCF-04 4 0 II 1 Bild 29  Einbindung des VCF 04 in ;chQltung_' ° W Tr den Lahoraufbau der be- wie Bild   - P2 reits fertiggestellten Leiter' 25 lOK lOK lOK platten. (Die Stromversor- __ gung der Leiterpintten und __ die  Beschaltung  des s 4_________ VCO!WF  sind  zeice- LFO  04 1   :: __________ ‚ Cutoff' tisch nicht nochmals dar- gestellt) Mit R18 wird die Steuersteilheit des Filters, also die Abhängig- keit der Frequenzverschiebung von der Steuerspannung, einge- stellt. Das geschieht am zweckmäßigsten, wenn dieser Modul eingebaut und angeschlossen ist. Bei einer Spannung von +5V am ES wird mit R18 eine Schwingfrequenz von etwa 5kHz ein- gestellt. Der NE-Eingang des Filters - die Basis von V3 - darf nur mit relativ kleinen Pegeln angesteuert werden, da anderen- falls eine Verzerrung des NF-Signals die Folge wäre. Ein NE-Pe- gel von 0,1 V an Anschluß 10 des Transistorarrays sollte nicht überschritten werden. R 1 6 ist entsprechend einzustellen (etwa Mitte). Bild 27 zeigt Bestückungsplan und Ansicht der Leiterplatte, in Bild 28 ist die Leiterzugseite dargestellt. Das VCF wird zur Erprobung und elektrischen Justage, wie in Bild 29 angegeben, in den bisherigen »fliegenden« Laboraufbau eingesetzt. Nach der beschriebenen Einstellung der Wider- stände R16, R18 und R20 gewinnt man zunächst eifien guten Eindruck über die Wirkung des VCF, wenn nur weißes Rauschen an den NF-Eingängen (Punkt 8 des VCF) angeschlossen wird. Pl und P2 werden vorerst mit Schleifer gegen Masse gestellt, ebenso P4. Mit P3 muß nun die Cut ofTFrequenz des Filters durchzu- stimmen sein. Das Rauschen muß dumpfer oder heller werden. Die Hauptaufgabe des VCA besteht jedoch darin, dem kontinu- ierlichen Audiosignal eine Hüllkurve aufzumodulieren, wie sie bei Naturinstrumenten vorzufinden bzw. wie sie selbst bei neu kreierten Klängen musikalisch sinnvoll ist. Dazu bedarf es aller- dings einer weiteren Baugruppe, die entsprechende Htillkurven produziert. Das ist der Kontur-Generator. Doch zunächst zum Amplitudenmodulator VCA. Die Schaltung nach Bild 30 ist recht einfach und dürfte bei der Inbetriebnahme keine Probleme bereiten. Der eigentliche Modularer VCA wird durch den inte- grierten Lautstärkesteller N2 ( A 274 D) repräsentiert. Da dieser Schaltkreis für die Audiokonsumgütertechnik konzipiert ist, weist er 2 Kanäle auf (Stereo). Die beiden Steuereingänge (An- schluß 12 und Anschluß 4) sind zusammengeschaltet, so daß beide Kanäle simultan gesteuert werden. Es können also 2 unter- schiedliche Audinsignale, die an die NF-Eingänge El und E2 angeschlossen sind, moduliert werden. Eine von vielen Möglich- keiten wäre die Verwendung einer Signalmixtur, die vor dem VCF und nach dem VCF zusammengestellt wurde. Am Ausgang könnten die beiden unterschiedlichen Klänge einem Stereover- stärker zugeführt werden. Mit jedem Tastenschlag oder jeder Klangauslösung würden in diesem Fall 2 unterschiedliche Klänge auf den Kanälen tu hören sein. > n i\ g/tZ i\ t/iZt\ 3 .1 1 fl ' 0 m4w 01 >ui 01  r- Z Z Z T xi unX Z O- uT& r-1 -. J' NLfl ) cwxw J1I xw 0 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  4-8 (Blatt 8) Die Eingänge E3 bis ES sind für 3 unterschiedliche Steuersi- • ¶ gnale vorgesehen  Das Hüllkurvensignal des Konturgenerators schaltet man zweckmäßig an E4, da es von 0 bis -10V reicht und nach einer Verstärkung von 1 durch den Summierer >41 und einer Phasendrehung um 180  gerade den vollen Steuerspan- nungshereich von 0 bis + 10V durchfährt. - An E5 lasser sich über Umschalter und Potentiometer andere Steuersignale des LFO (Dreieck, Sinus, Rechteck) anschalten. Eingang E3 hat einen nachgeschalteten Steiler R1 auf der Leiter- platte. Mit einem Schalter kann an diesen Eingang wahlweise Weißes oder Rosa Rauschen angeschaltet werden. Die Wirkung -A $ wird nach eigenem Ermessen fest mit R1 eingestellt. Die Ausgangssignale des Lautstärkestellers N2 gelangen über die Koppelkondensatoren (3 und C4 an die beiden Pufferverstär- 1 ker N3a und N3b und können an deren Ausgängen an den An- schlüssen Xg und X10 abgegriffen und einem Verstärker zuge- führt werden. Es sei noch darauf hingewiesen, daß >42 ( Ä 274 D) eine ziemlich exakte logarithmische Regelcharakteristik aufweist, die dem phy- - siologischen Laulstärkeempfinden entspricht. Der Frequenzgang der Schaltung ist mit 70 Hz bis 100 kHz vermessen worden. Wird eine tiefere untere Grenzfrequenz erwünscht, müssen die Kop- pelkendensatoren (3 und C2 sowie (3 und C4 mit größeren Ka- pazitätswerinn als angegeben dimensioniert werden. Allerdings machen sch dann (ileichspannungssprtinge. die dem Audiosi- -A gnat unloliegen. auch unangenehmer im hörbaren Klang be- Bild 33  lntensitälsverliufe von Naturinstrumenten; a- Klavier, b - Pfd- nierkbar. Bild 31 zeigt den Bestückungsplan und eine Ansicht fcnstimme einer Kirchenorgel der Leiterr'lette VC,4_04, in Bild 32 ist die Leilerzugseite darge- stellt. 9.  Der Kniturgenerator ADSR - Attack, Decay, Sustain, Release Der Konlnrgcnerator ist die Baugruppe, deren Arbeitsweise sich et,s komplizierter darstellt. Vorerst soll an Bild 33 dargelegt werdt- n. 'rciche Phasen ein musikalischer Klang enthält. Der Klieg beispielsweise einer Orgelpfeife läßt sich zeitlich in 4 Ahschrte einteilen. Nach dem Öffnen des Luftventils strömt Winu in die Pfeife, und innerhalb einer gewissen Zeit baut sich die ($ruudschwingung auf, Diese Zeit wird allgemein als Ein- .sehwrn..dauer bezeichnet -- in der Svnthesizerterminologie hat Bild 34  Oszillogramm der Ausgangsspannung des Hültkurvengenerators sich der Begriff Aoaek eingebürgert. A1)SR.04. Unten ist der mit dem Tastenanschlag identische Nach dem Aufbau einer maximalen Lautstärke, die durch Aus' Gate-Impuls und oben der komplette ADSR.Konturverlauf zu gletchsvorgänge mitbestimmt ist, kommt es zu einem gewissen sehen Allack P2IM  Bild 35 Stromlaufplan des ADSR-Kanturgenerators ADSR-04 x,o —x9 Xl ‚  p  tU Riß Cl  £‚ln P23 1  X1 2 Am VO3 [ j4.7K R21  1 001 < C31 2 vot 1000 Trpgger X13 Nie KN2a' A2 vol _ P5 33K Release x9 1 01 013K q. IIIIIII .2M P5 3,3K T   ' H Pl lpig P  iM 1101< P2 IOK Gute 2K R7 2 N0 ___ VD 5 VD 1 0 P1 5 2.2K X8 j :Nlb NIe 8   Id C 12 3Kv08 1 1 x7 P8  R R 1 lOK  110K tOK VD7 1201< V01—VD1O SAV 32 VT1I SC 237d 511, BO8D Pi RIO P13 Ri5 N2 l SOiD IM 1K —_JI 1201< 12OK Suslain   - SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  49 (Blatt 9) Rückgang der Lautstärke, die bis zur voll eingeschwungenen Phase, der sogenannten quasistalionären Phase, reicht, Dieser Lautstärkeabfall nach dem Maximum wird Deeay (von abfallen) genannt. Die quasistationäre Phase bezeichnet man als Sustain (aufrechterhalten), und sie dauert so lange an, bis die ange- spielte Taste losgelassen wird. Danach verschwindet der Ton nicht abrupt, sondern verklingt in einer gewissen Zeit, die oft nicht bewußt hörbar, aber physikalisch meßbar ist. Diese Phase wird in der Akustik mit Abklingdauer, in der Synthesizersprache mit Release bezeichnet. Der ADSR-Konturengenerator hat nun die Aufgabe. ein Kontu- rensignal zu erzeugen, bei dem diese 4 Parameter in weiten Grenzen wählbar sind, so daß auch ungewöhnliche, hei Natur- instrumenten nicht vorkommende Konlun'erläufe gewählt wer- den können. Die Oszillogramme in Bild 34 zeigen eine mögliche Einstellung des ADSR. Der untere Spannungsverlauf stellt das Gatesignal dar, das, wie bereits beschrieben, zeitlich mit dem Tastenan- schlag übereinstimmt. Das heißt, solange eine Taste gedrückt wird, steht das Gatesignal mit + 14V an. Der obere Spannungs- verlauf stellt das komplette ADSR-Kontursignal dar. Vergleicht man einmal diesen Spannungsverlauf mit der Einhüllenden in Bild 33b, so wird man prinzipielle Ubereinstimmong feststel- len. Bild 35 zeigt den Stromlaufplan des ÄDSR-04. Bild 36 .4 DSR-04; a - Bestückungsplan, h - Ansicht der Leiterplatte Nia bildet zusammen mit Nld ein Monoflop, wobei der Aus- gang von Nia in der Ruhelage negatives Potential führt. Über die positive Rückkopplung R5 und R2 wird diese Lage festgehal- ten. Die Diode V4 sperrt, so daß am (+)-Eingang von Nld Mas- sepotential angenommen werden kann (d.h., Cl ist völlig entla- den). An den Eingang X6 wird ein positiver Triggerimpuls mit einer 9Q90—o ---- 0 AOSR -04 Bild 37 Leiterzugseite des ADSR -04 Cl 0 > VD3 TY   RI) 0 0  09 Stamme  V07 RI   0-0 0– fC0 0 g 9j _ mr  0 RIS 0 -'   11: : 0 RQ  0 R23 II lloi'  Voß >l.B  ''nz7 00 cc vtnQc OB OE t ~ 49r 0  __ 06RiO6  B,ücMe   VD2   0 0R2I o X°I 02 03 04 05 0607 08 09 O   011   0 ,2 0 13 + Spannungshöhe von größer als 3 V geschaltet. Dieser Impuls bewirkt zum einen ein kurzzeitiges Durch'steuern des Transi- stors Vii, der den Kondensator Cl, falls dieser noch eine La- dung besaß, entlädt. Das ist für eine Neutriggerung in einem ge- rade ablaufenden ADSR-Ablauf notwendig. Zum anderen kippt der positive Triggerimpuls den NU in die andere stabile Lage, so daß die Ausgangsspannung von etwa — U auf 4- U c kippt. Die nun geöffnete Diode V4 läßt einen Ladestrom über P2 (Attack) in den Kondensator Cl fließen, der sich nach einer e-Funktion auflädt. Die positive Ausgangsspannung von Nla gelangt gleichzeitig über die Diode V5 an den (+)-Eingang von Nie und schaltet den Ausgang dieses Komparators ebenfalls auf + U. Dadurch sperrt die Diode V10, und ein während des Aufladevorgangs gleichzeitiger Entladestrom über P4 (Decay) ist nicht möglich. Auch über P3 (Release) kann kein Entladestrom fließen, da der 01W Nib durch den positiven Gateimpuls am (+ 1-Eingang ebenso auf + U, am Ausgang geschaltet ist und da die Diode V9 sperrt. Der (—)-Eingang des Komparators Nld liegt auf + 10V, d. h., in Ruhe führt der Ausgang — U. Steigt nun während des Auflade- vorgnngs die Spannung an Cl über diese +10V am (-'-)-Ein- gang, kippt. der Komparator in seine 2. Lage mit + U am Aus- gang. Die Diode V3 wird nun leitend, und die positive Ausgangsspannung gelangt an den (-)-Eingang von NIa. Da- durch wird dieser wieder in seine Ausgangslage zurückgekippt- Der Ausgang von Nia führt wieder — Uc-Potential, die Diode V5 sperrt, und am (-}-)-Eingang des Komparators Nie steht nur noch die positive Spannung, die mit Dl (Sustain) vom (iatepotential (+15V) abgegriffen wurde. Für den positiven Ein- gang arbeitet die Stufe Nie mit einer Spannungsverstärkung von 2, d. h., bei .einer Spannung von 3V am Schleifer stehen am (+)-Eingang noch 2,4V (Flußspannung an Vi geht verloren), der Ausgang rührt nun 22,4V =4,8V. Die Spannung am Lade- kondensator Cl beträgt jedoch + 10V, so daß die Diode VlO in Durchlaßrichtung betrieben wird, und über P4 fließt ein Entlade- strom in den Ausgang von Nie. Die Entladungsdauer (Decay) wird also durch den eingestellten Wert von P4 bestimmt. Der Kondensator entlädt sich etwa bis zu diesem Spannungswert von 4,8V +U, von VtO. Dann sperrt die Diode \'lO, und dieser Pegel (Sustain-Level) bleibt so lange stehen, bis die Taste losge- lassen wird und der Gateimpuls nicht mehr am Eingang X3 an- liegt. Der Komparator Nib kippt nun auf einen leicht negativen Wert (-1,5V) am Ausgang, der zum einen die Diode V9 öffnet und einen Entladeweg für Cl über P3 (Release) freigibt, zum an- deren aber bewirkt, daß der Komparator Nic wieder auf +Ucc am Ausgang zuriickkippt, so daß der Entladeweg über P4 ge- sperrt wird. Damit ist für jeden Zeitabschnitt ADSR jeweils nur 1 Stellorgan zuständig, so daß die ausgangs aufgestellte Forde- rung nach freier Einstellmöglichkeit für jeden Parameter erfüllt wird. Das ADSR-Kontursignal läßt sich prinzipiell am Kondensa- tor Cl abgreifen. Da aber alle Lade- und Entladewiderstände re- lativ hochohmig sind, darf dieser Kondensator nur sehr gering belastet werden. Der OPV N2b ist ein in Elektrometerschaltung betriebener, nichtinvertierender Pufferverstärker. Ihm folgt ein weiterer Puf- ferinverter N2a, der das negative Kontursignal am Ausgang A2 zur Verfügung stellt. Das negative Kontursignal wird für den VCA benötigt, der Lf Grund des Eingangssummierers für Steu- ersignale negative Pegel verlangt. Bestückungsplan und Ansicht der Leiterplatte ADSR-04 sind in Bild 36 und Bild 37 dargestellt. Die beiden zuletzt fertiggestellten Module werden nun in die be- reits bestehende fliegende Schaltung eingebaut. Nur den VCA allein einzubauen hätte wenig Sinn gehabt, da er lediglich ein spannungsgesteuerter Lautstärkesteller ist. Mit dem ADSR zu- sammen erhält man jedoch bereits vollwertige Synthesizer- klänge. Der Modul wird nach Bild 38 angeschlossen. Zwischen Anschluß 6 und Anschluß 4 wird vorerst ein kerami- scher Kondensator von 4,7 nF geschaltet, der bei Anlegen von -1 - Ucc an Punkt 4 (Gateimpulssimulation) einen Triggerimputs auf den Punkt 6 überträgt (Kondensatoraufladungsspitze). Da- mit der Kondensator C sich in den Pausen wieder entladen kann, muß ein Widerstand von 22 kfl vom Punkt 6 nach Masse ge- schaltet werden. Am »Pilch«-Steller des VCO wird nun eine be- liebige Tonhöhe (möglichst ein tiefer Ton) eingestellt. Der VCF- Eingang (Anschluß 7) erhält ein oberwellenreiches Audiosignal, z. B. Sägezahn oder Rechteck. Mit dem Steiler »Cut off« des VCF wird eine tiefe Resonanzfrequenz eingestellt. Alle anderen Modulationssteller. außer dem, an den das ADSR-Signal ange- schlossen ist, werden zugedreht. Die Ersteinstellung am ADSR ist folgendermaßen vorzuneh- men: Attack-Steller auf 0, Decay-Steller auf Mitte, Sustain-Level auf 0, Release-Steiler auf 0 Uedoch nicht wirksam, da Sustain-Level 0 ist). Mit einer Prüfspitze, deren anderes Kabelende an +U, ange- schlossen ist, tippt man jetzt an den Anschluß 4 des ADSR. Wenn alles richtig funktioniert, hört man einen klavierähnlichen Klang, der allerdings beim Verklingen seine Klangfarbe ändert - von spitz zu vollklingend. Der »Klangexperimentator« wird jetzt selbst alle Einstellungen des ADSR und den Einfluß der Modu- lationssteller am VCF ausprobieren wollen. Alle - oder besser, fast alte - Klangvariationen lassen sich mit dieser einfachen Konfiguration bereits erproben. Um das Ganze als Synthesizer spielen zu können, bedarf es eigentlich nur noch einer Tastatur, die die Steuerspannung für die richtigen Tonhöhen und das Gate — einschließlich des Triggersignals - liefert. Die letzten beiden zusammengehörenden Module KBU und ALC beschließen also den Aufbau eines einfachen, aber vollwer- tigen monophonen Synthesizers. lOK Resanonce VCO-04 + Wf' -4 ws wie Bild 25 UFO -04 7'  " 8  12  7 f   NF- VCF 04  VCA -04 t°Ausgang 8 1 2. Verstärker NG-04   1  99  11 ADSR -04 Allack  1 .\-‚ 7M Decny Bild 38 Anschluß des ADSR-04 an den VCA und Einbindung von VCA   Release und ADSR in die Labor-Erprobungsschaltung   IM SCHALT U NGSSAMMLU NG   Fünfte Lieferung  1989 Blätt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen \~Z 4-10 Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 10) C3 JGate  L R28  120) < giB  22) < tR7220lK R7  22OK  R16  4,7K R22  1 M J2R R77  1 5 K R5  R6  Rg  R1 0 R 19  N 20   R23 C   6 im  22K  4, 7 K  39K 2, 2 K  87K  820 0, 2 2p R27 22K 4, 7o  R1 3  47MC7 : -R262 0nNie R2  2j R1  R2 R4  Rhl  Rl2  R14  Vf? n100 Cüb  X5 121<  8JK  jIK  47K  22K 226n11   4?   ' ]   l—   OND - -  ‚-UCC R3  22)< x2  x4 a 1 X R251,P1jM - - 1 Si  (52   (s3[34   £' R K   47S21111   1' 1 vol.vos 10.  Die Keyboardschaltung KB!,) erzeugt KOV Bild 39  Stromtaufplan der Keyboardschaltung KBU-04 und Gatesignal Die Keyboardschaltung KB ( 1-04 - in Bild 39 dargestellt - sieht rade aufweist, so daß ein entsprechender Prequenzzuwachs je auf den ersten Blick ähnlich kompliziert aus wie der ADSR-Oe- Widerstand eingeeicht werden kann, Das ist ein relativ umständ- nerator, jedoch sind die einzelnen Stufen nicht problematisch liebes Verfahren.  Die kleinsten Probleme bringt der Einsatz - miteinander kombiniert. Das Schaltungsprinzip geht auf [6] zu- hochgenauer Widerstände, die sich allerdings wiederum schwie- rück und ist für die B 080-Schaltkreise dimensioniert. riger beschaffen lassen, Der OPV NIb fungiert als Stromquelle, d.h. der Strom, derüber Der OPV Nia ist als Schwingschaltung aufgebaut, die am Aus- R2 zum Summenpunkt, dem («)-Eingang des OPV, fließt, muß gang des OPV ein Rechteck- und am Ladekondensator C2 ein in umgekehrter Polarität über R4 und die Reihenschaltung von Dreieckignal mit einer Frequenz von etwa 30 kHz tiefert. Dieses 36 >< 47£) betragsgleich ebenso zum gleichen Punkt fließen. Der Dreiecksignal mit einer Spannung von  3V gelangt über (-1 )-Eingang des gleichen OPV liegt über RI an Masse, so daß den Reihenwiderstand ES und den Koppelkondensator Cl an der OPV seine Ausgangsspannung derart steuert, daß sich am den (+)-Eingang der beschriebenen Stromquelle Nib. Für ein (—)-Eingang ebenso Massepotential befindet - man spricht auch Signal am ( H)-Eingang hat die Verstärkerstufe Nib eine etwa von einer virtuellen Masse für diesen Summenpunkt. Mit R2 2fache Verstärkung. Am (+)-Eingang beträgt die Wechselspan- wird also letzten Endes der Strom durch die Widerstandskette nung etwa 25 mV, so daß das der Gleichspannung überlagerte eingestellt. Danach soll über jedem Widerstand eine Spannung Wechselspannungssignal am Ausgang von Nib rund 50 mV be- von '/ V liegen - anders ausgedrückt - über 12 Tasten ergibt Irägt. sich 1V, Das entspricht international üblichen Normen, denn Während sich also die Gteichspannung von 3 V (bei 3 Oktaven) für die analogen Schnittstellen hatte man sich international auf am Punkt X4 bis 0V über die Widerstandskette verteilt, ist die- diese 1 V/Oktave-Interfacebedingung geeinigt. ser  Gleichspannung  eine  30-kHz-Dreieck-Wechselspannung Es ist also durchaus auch möglich, für die Widerstandskette an- überlagert, die sich von so mV nur bis zu einem Pegel von dere Widerstände als 470 einzusetzen. Der Bereich verwendba- 25 mV abhaut. rer Widerstände reicht von 22 bis 1800. Bei Einsatz von Wider- Wird nun einer der Tastenkontakte SI bis S36 geschlossen, er- ständen unter 470 muß der Widerstand R2 von 8,7 kO auf scheint die über dem unteren Teil der Widerstandskette ste- 3,9 kO verkleinert werden.  ‚ hende Gleichspannung mit überlagerter Wechselspannung am Für die Widerstände muß eine Toleranz von weniger als 0,5% ge- Punkt 6. Von dort aus gelangt sie zum einen über den Koppel- fordert werden. Dabei kommt es nicht auf die Absolutgenauig- kondensator C6 an den (-t- )-Eingang des Wechsetspannungsver- keit an. sondem nur auf die Toleranz gegeneinander. stärkers Nic. durch den der Wechselspannungsanteil verstärkt Erfahrungsgemäß findet man aus etwa 100 Widerständen einer wird. Zum anderen kommt die Gleichspannung über R25 und Fertigungscharge die benötigten 36 Stück heraus. Dazu wird am Pl zum Haltekondensator C9. Die symmetrische überlagerte besten eine kleine Wheatstooesche Meßbrücke, wie sie mancher Wechselspannung wird dabei vollständig geglättet. Sie verändert Amateur besitzt, verwendet Wenn dieser Weg nicht möglich ist, dabei den Gleichspannungspegel nicht. können auch alle Widerstände durch Parallelschalten von we- Der als Elektrometerverstärker beschaltete 01W N2b verstärkt sentlich hochohmigeren Widerständen nach Frcqucnzzähtung das am Haltekondensator anstehende Potential und liefert es be- am angeschlossenen VCO geeicht werden. Diese Messung geht lastungsfähig an den Ausgang X9. davon aus, daß der VCO eine sehr lineare U/f-Umsetzungsge- Durch die extrem hochohmigen FET-Eingänge der 80er Serie KBU-04 Bild 40 KBU-04: a — Bestückungsplan. b — Ansicht der Leiterplatte wird der Kondensator C9 unmerklich belastet, so daß die Span- nung mindestens über 30 s so konstant stehenbleibt, daß eine hörbare Tonänderung des gesteuerten VCO nicht wahrzunehmen ist. Das verstärkte Wechselspannungssignai ( 1J =3,5V) wird -mit den Dioden V2 und V3 gleichgerichtet und lädt den Kondensa- tor C8 auf Die Diode Vi bewirkt, daß die Spannung am (--)-Eingang maximal 0,6V nicht überschreitet. Da der (–)-Ein- gang der Komparatorschaltung auf -'-0,2V durch den Teiler R8/R9 festgelegt ist, kippt der Ausgang in die stabile Lage —  solange kein Signal über die (ileichrichterschaltung ge- langt. Am (±)-Eingang steht in dieser Ruhetage eine Spannung von –0,1 V. Sobald aber ein Wechselspannungssignal an die Citeichrichterschaltung gelangt, wird der Pegel am ('-)-Eingang positiver als der am ( )-Eingang, und die Schaltung kippt in die 2. stabile Lage mit H- U am Ausgang. Dieser positive Ausgangs- pegel wird durch N2a gepoltert und gelangt belastungsfähig an den Ausgang X10 als Gateimpuls. Sobald man die Taste losläßt, entlädt sich C8 sehr schnell über RIO, und die Komparatorschal- tung kippt zurück - der Gateimpuls ist verschwunden. Von der Vorderflanke des Gateimpulses wird mit der Kompara- torschaltung N2d und dem Differenzierkondensator C11 ein etwa 10 ms breiter Impuls gewonnen, der am Ausgang xii abge- griffen werden kann. Es handelt sich dabei um den Triggerim- puls. Bild 40 zeigt den Bestückungsplan und eine Ansicht der Leiterplatte. Bild 41 gibt die Leiterzugrührung der Leiterplatte wieder. In Bild 42 sind die Oszillogramme von Gateimoulsen und Keyboard-Ausgangsspannung dargestellt. Würde jetzt das mit jeder Taste linear ansteigende KOV-Signal an den Steuereingang des VCO geschaltet und würden die Ta- stenkontakte nacheinander geschlossen werden, dann würde das auf keinen Fall eine einigermaßen stimmende Klaviatur erge- ben. Der Grund ist folgender: Eine musikalische Oktave ist exakt eine Verdopplung der Frequenz, d. h. eine weitere Oktave wäre bereits eine Vervierfachung des Bezugstons. Bildet man daraus eine Reihe, dann erhält man die Verhältnisse zu einem Bezugs- Bild 41 Leiterzugsette der KßtJ-04 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen \  Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten  411 (Blatt 11) Bild 42 Oszillogramm von Gateimpulsen und »Keyboard Output Vol- tage« (1(0V). Oben Gate-Impulse - identisch mit gedrückter Taste. unten Keyboard-Ausgangssignal, das sich mit jeder neu gedrückten Taste sprunghaft ändert to n:  1 ..2 ... 4.8. Die Frequenzen steigen also expo nen- 11.  Der Antilogeonverter ALC-04 bewirkt die richtige Stimmung Bild 43 zeigt den .Stronilaufptan des ÄLC-04, Der linke Teil ent- hält eine Regelschaltung der fleiztemperatur, mit der Transi- stor 3 und Transistor 4 eines Transistorarrays B 340 0 geheizt und auf konstanter Temperatur gehalten werden I] Die eigent- - Ijcc A4  -'   - .- -   A3 IN 8 084 0 tiCil litt Verhältnis tu ucit iNvLctiWclLcti- ene nuiuoliEiipaIIiluitb   -  + -  4 KOV steigt aber nur linear mit der Höhe des angespielten Tones.   A l   • Es bedarf also einer Umwandlung dieser linearen in eine expo- nentielle Funktion. Das bewirkt der nächste und letzte Modul   c E  8 8  E c des Systems. 8 340 0 Y ~ T 4 VT3 [?i 7 C 8  B E  C N2 MAA 723 R9 47 8 o.ISV   r 1.15v L   i 904 iQOn -flH  : 02  22n  !J   f N3f vr 2  P11 +1   Cl in   23 6 -1 -  - -  13 P8  100 _________ P13 1 10K cs  loon ----- HH r4 u13, - - P12 6 03  P6 151< 4 - P19  1001< 8 • N3b iFj'1 • VT VT4 P58 47K II 10   WC 9 10  12 1 L R 20 P17 R P3 P2 1001< 1K 680 560 680 IT —R  tIR22 P23 P24 P25  P26 IOK El  E4ESAh   Pl'1 10K 100 P4 P5 X3X4  3(5  X6  x 7  x 9 5,6K P ilC h R21-P25.  1001< NI 8 0840 N1: MM 723 N3 8 340 0 Bild 43  Stromlaufplan des Antilog-Converters ALC-04 P10  391< NIb P56  4,75< P55  4,7K 2 io 3N50 41 + 3(8 - 15V IR 14 33K xi 1 —at 15 V X2 I—o   OND 0 1<144 723 Anscht von oben liebe Exponentialkonverterschaltpng (in der Synthesizertermino- Iogie hat sich der Begriff Äntilogconverter eingebürgert) besteht aus dem OPV Nld und den Transistoren Vi und V2 des Transi- storarrays N3. Die Funktion beruht auf der exponentiellen Kennlinie eines Transistors. Über R7 fließt ein Strom von ( J< -.  15V lQOk =0,15 mA Q in den Summenpunkt von OPV Nid Der (+)-Eingang des OPV liegt über R6 auf Massepotential. Der OPV stellt seine Ausgangsspannung so ein! daß über den Transi- stor VI ein gleichgroßer, aber negativer Strom in den Knoten- punkt fließt. Beträgt die Ausgangsspannung des OPV N ic 0V, so liegt die Ba- sis von Transistor VI über P17 an Masse Auch die Basis des im übrigen praktisch völlig gleichen Transistors V2 (auf dem glei- chen Chip) befindet sich an Masse, so daß aus seinem Kollektor zwangsläufig der gleiche negative Strom von 0,15 mA in den Knotenpunkt des l/tJ-Wandters NIb fließt. Die Wandlungskon- stante ist mit dem Wert von RIO festgelegt, d.h., die Ausgangs- spannung beträgt - ( J =tRIO. Im konkreten Fall würde sich eine positive Adsgangsspannung (negativer Strom!) von 0.15 mA'39 kO =5,85V einstellen. Ein negatives Steuersignal an einem der Summiereingänge EI bis ES wird invertiert und gelangt über den Steiiheitssteller R 18 an die Basis des Transistors Vl. Wird nun diese Basis positiver, so muß der Emitter etwas weniger negativ werden, um wieder die gleichen Offnungsverhältnisse wie vordem einzustellen - denn es muß nach wie vor ein Strom von 0,15 mA in den Summen- punkt fließen. Die Basis von V2 hat aber weiterhin Massepoten- tial, so daß dieser Transistor etwas weniger geöffnet ist und da- mit einen geringeren Strom an den 1/U-Wandler Ntb liefert. Die sich linear ändernde Spannung an der Basis von Vi wird also in einen sich exponentiell ändernden Strom umgewandelt, der aus dem Kollektor von V2 fließt. Prinzipiell würde für diesen Zweck ein Transistor ausreichen. U55 ist jedoch sehr stark von der Um- gebungstemperatur abhängig, so daß sich das Instrument bei der geringsten Änderung der Umgebungstemperatur stark verstim- men würde. Bild 44 ALC-O4; a -- Iiestückuogsplan. h - Ansicht der Leiterplatte Bild 45 Leiterzugseite des ALC-04 Riß 0 R15 0 n9Q   N2  p 10 5 1 0 05 Oto 0'   R 0 700 2 60001   0 I 0 DI I   04 12  6 1 22 __ 0-0 R64 0-0 0 0 Q0 R12 0 6   0102   03 04050507 08 09 SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 12) Exkern w Aill 2  4 VC0 - 04   WF-04   5 3 8 3  2 1989 1 Blatt 4-12   KBU- 04  LF0-04   II  70 zu den ADSR - Generatoren 4  5 NG - 04 Bild 46 Anschluß der Keyboard-Schaltung und des Antilog-converters an die Labor-Brettschaltung der anderen Module Die vorliegende Schaltung regelt derartige -Schwankungen aus. -Da sich beide Transistoren auf einem Chip befinden, kann da- von ausgegangen werden, daß die Nachregelung der Emitter- spannung auch das exakt richtige Maß für V2 ist. Außerdem wird der Chip noch mit V3 und V4 aufgeheizt und temperaturge- regelt, so daß Temperaturschwankungen praktisch keine Rolle mehr spielen. Bei einer Spannung von 0V an der Basis von VI fließt also der maximale Strom von 0,15 mA aus Vi und "12. Wird die Basis po- sitiver, so verringert sich der Ausgangsstrom, Die Pegel am Ein- gang der Summierschaltung müssen dem also Rechnung tragen. Mit Pl (Pitch) wird eine Spannung von —3V an den Eingang ES gelegt. Aus einem 3oktavigen ' Keyboard erhält man maximal + 3V (1 V/Oktave!), so daß beim höchsten angespielten Ton ge- rade 0V am Ausgang von Nie stehen und der Antilogkonverter seinen höchsten Strom liefert. Wie bereits berechnet, steht in diesem Fall eine Spannung von 5,85V am Ausgang des l/U-Wandlers. Sie wird mit dem Inver- terpuffer NIa nochmals in der Polarität gedreht, da der VCO ne- gative Steuersignale verlangt. Bestückungsplan und Ansicht der Leiterplatte sind in Bild 44 zu sehen. Bild 45 zeigt die Leiterzugseite. In Bild 46 ist dargestellt, wie die Keyboardschaltung und der An- tilogconverter an die »fliegende« Schaltung angeschlossen wer- den.  - Damit sind alle Module erläutert. Wer sich an das Konzept ge- halten hat, verfügt nun über einen Synthesizer in »fliegender« Laborschaltung. Der Erbauer hat bei der schrittweisen Inbetriebnahme und Er- probung gleich einen guten Überblick über Sound, Möglichkei- ten und auch Grenzen der Bausteine bekommen und kann nun daran gehen, entweder einen Kompaktsynthesizer, z. B. nach Bild 2, aufzubauen oder aber ein Modularsystem zu realisieren, das ausbaufähig ist und bleibt. Aus der Sicht des Autors sollten unbedingt 2 bis 3 VCO mit je- weils dazugehörigem Antilogkonverter und 2 ADSR-Konturge- neratoren zu einem Instrument gehören. Besonders, wenn beide VCO die gleiche Frequenz erzeugen, ergeben sich interessante Choruseffekte durch das leichte Differieren der Frequenzen. Die Frage der Beschaffung bzw. des Eigenbaus einer Tastatur ist immer wieder aktuell. Alte ausgediente Orgelmanuale mit Gold- drahtkontakten sind natürlich am geeignetsten, aber der Autor hat auch mit Erfolg eine alte Harmoriiumtestatur benutzt und mit Ktickstellfedem und Mikrotastern zu einem durchaus spiel- baren Synthesizer-Manual umgebaut. Auch Reed-Kontakte und kleine Permanentmagnete, wie sie an Dispo-Tafeln verwendet werden, sind schon mit Erfolg eingesetzt worden. Weitere konstruktive Angaben zum Manualb-au findet der Leser In [7], [8] und [9]. Literatur [1 ] H.-J. Schulze, Musiksynthesizer selbstgebaut, Berlin 1980. [2] H. Kühne, Analog-Digital-Umsetzer. In: Mikroelektronik in der Amateurpraxis, herausgegeben von R. Erlekampf, M.Kra- mer, H.-J.Mönig, Berlin 1980. [3] H.-J. Schulze, Moderne Schaltungskonzeptionen der Musik- elektronik. In: Mikroelektronik in der Amateurpraxis, 2.Aus- gabe, herausgegeben von R.Erlekampf, M.Kramer, H.-J.Mö- nig, Berlin 1984. [4] fi.Kühne, Schaltbeispiele mit bipolaren Transistorarrays. In: Mikroelektronik in der Amateurpraxis, 2. Ausgabe, herausge- geben von R. Erlekampf, M. Kramer, H.-J. Mönig, Berlin 1984. - [5] H.-J. Schulze, Musiksynthesizerschaltungen mit dem A 109, In: Schaltungssammlung für den Amateur, Dritte Lieferung, herausgegeben von K. Schlenzig, W. Stammier, Berlin 1982. [6] Serviceunterlagen der Fa. M000 für Micromoog-Synthesi- zer. [7] R. H. Böhm, Elektronische Orgeln und ihr Selbstbau, Mün- chen 1969. [8] G. Engel, Elektromechanische und vollelektronische Musikin- strumente, Teil 1, Berlin 1975. [9] H. Tünker, Musikelektronik, München 1979. Literatur zu Blatt 4-13 und Blatt 4-14 [1] MIDI ±Synthesizer. In: Elektor Heft 11/1985, Seite 28 bis 32. [2] S. Hartmann. Möglichkeiten des MIDI-Systems. In: Musik- elektronik Heft 1/1984, Seite 20 bis 21. [3] P. Kamjnski, MIDI-Technik. In: Musikelektronik Heft 1/ 1984, Seite 21 bis 24. [4] R. Aicher, Mit MIDI werden Rockbands kompatibel. In: Coihputer, Heft 4/1985, Seite 128 bis 132. [5 ] H. N iemeier, Datenaustausch mit Musikinstrumenten. In: funkschau Heft 24/1985, Seite 69 bis 70. [6] C.Meyer, MIN - Schnittstelle zur Musik, elrad Heft 7/1984, Seite 44 bis 48. Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch ix Ji, e'reop )1, 4em94JpaTop )I. 4*104 )I. 4rn43y3nomTbIA 4, 4pocceJlb JjA, 4emrnl,paTop apeca BBC, aHoffiroft 6maHcHbtii cMecrrrelrb AB, 41t3,1eKTpwrecKHfl HOJIHOBOJ& JjBK, 4nanoro-ornqHcnnTeÄbnbIu KOMUJICEC )13M, 4HCKTH55I BbIqncJIHTeJlhuIaMMamama F, 4HHaMIlqecK1tfI rpoMa0r000pwreJlb RF, 4M00 Fauna fiLM. Jj*tHaMTtqecKHh MFH1TTHMrpOMKor000pwreJrh JIE3Y, 4oJlroBpeMcnhroe eMKocTTIoe 3anoM1iHa0I1\ee ycTpOffcTBO Jj3A, 4Bvx3epKam,uaM airrelma fl3flTlll, noieaofi TPaII3JLCTOP C 4ByM5{ 3aTBopaMn lllonsrr )j3Y, 411041105 sanouuealowee ycTp0cTB0 flUT, gaT'IHK HMrIJJJbCOB Toxa AK, 4HCK4CTIIEIft xauaji flKH, 4aT'{HK KOHTPOJI HUOJTO)KCHHM fiKY, JeKo4npyIou4ee ycrpotk'rno UKY, ‚uscxpeoe Icoppelc-rnpylolltee ycTpoftc'rso 1*4*1., 4JIuhIa Hornihl AM, 4aaJI0roob1ii MoHnTop )1MKC, 4eMynhTnM1eKcop flHBAX, isnaamqecax nepannoneenaM nojTbT-annepnaa xa- P5KTP11CTHK*1 fiH3, pfflort c naKorijieHneM 3apx4a Jllt, 4H3L10HKT11BHSI HopMaJlbuaw JYHKW1M ‚lj03Y, 41411aM1f'{eCK0e oriepai-nunoe aanoMmialoatee ycTpoflcrBo )IOC, 4ncKo11a5 onepawtoHHasJ cltcTeMa flOCPB, flOC PC4hHOFO apeMeHM Jj03, IzeTexTop onTuqecKoff 3HeprHN firi, 4emn4,paTop nepexo4on fi II, 4uarHocTnqecKnff IIpO6HMK fill, 4IlaJIeKTpH'lecKax unacTrnIa firi, 4H9JIeKTpH'ICCKI*5J npolmuaeMocTb flUß, 4H34eKTpHqecxnft IJOJIOCOBOft H0JIHOB04 fl[IY, 4ncTaHI*nom{hrfr flyJIbT ynpannenus fiHq, anauaBounhItk nojiocouoft 4JIIJIbTp flh14, 4F1CKTH05 HpeO6pa3OHaHHe 4ypbe fifl4J-I1, napaMeTplsqecKoe 4ucKpeTnoe npeo6pan0natsne 4ypne )jP, 4aT'Isnc pacxoaa fiP, 4u3JIeKTpuqecKnh pesoHaTop fiG, jzrn+cyias emla fiG, 406aso1B0e COHPOT}TBJICHHC )jGCrI, jianoronax dneTeMa cTpyxTypnponannoro npor'paMMn- poHaHlol flCB, i*ojiroxnsy*osaee cTnMyJlnpoBaHHoe flTP, jtaiianee Tpononkepnoe paccesrurte flY, 4aTqnK ypOlma flY, 4em114,pnpylOLltee YCTPOffCTBO flY, 4tIdTaIll*ISOHH0e ynpanjienne flY, 4n4xbepeHunaJIaHOe ycrnsemte fl«J, 4ncKpeTHEIfl 4»IJIBTp fiV, 4n4,4 epeH 1*HallbHaMst,aaa flb, 4OIIJICpOHCKHff 4,HJIBTP fiX, 4ncnpnMnHaT0p1Ias xapaxTeprlcTmca gq, 4eJ1HTJII, qacToThr fiffi, aemrnVpaTop fifflA, AermufpaTop apeca fililAri. 4emn4JpaT0p a4peca nyca fiffiBil. 4emH4JpaTOp 611oxa naMxTH guIKO, getirn4paTop xo4a oriepaitirn fl3tI, LIUCKPTH5L axcnoHeirwiaJnHax 4yHKItBH 1J34-H, napaMeTprn{ecKasl 1HcKpeTua5I 3Kcn0HeHI*naJu,Hax 4ymwrni Detektor DC, Dekoder (eng!. decoder) Diode diffundiert, Diffusions- Drossel Adreßdekoder Doppel -G egentaktmischstufc dielektrischer Wellenleiter dialogorientierter Rechnerkomplex Digitalrechner dynamischer Lautsprecher Gunn-Diode magnetodynamischer Lautsprecher kapazitiver Langzeitspeicher Doppelreflektorantenne Feldeffekttransistor mit Schottky-Doppelgate D iodenspeicher(-matrix) Stromimpuisgeber digitaler Kanal Lagekontrollsensor DC, Dekoder (efigl. decoder) diskrete Korrekturschaltung Wellenlänge dialogorientiertes Betriebssystem Demultiplexer dynamische, nicht abgeglichene Spannungs-Strom-Kennlinie Ladungsspcicherdiode DNF, disjunktive Normalform dRAM, dynamischer Schreib-Lese-Speicher (engl. dynamic ran- dom-access memory) DOS, plattenorientiertes Betriebssystem (engl. disk operating sy- stem) plattenorientiertes Echtzeitsystem Lichtempfänger Flankengleichrichter Prüfstift dielektrische Scheibe dielekirische Durchlässigkeit dielektrischer Streifenleiter Femsteuerpult Bereich&bandfilter DFT, diskrete Fouriertransformation (engl. discrete Fourier transformation) PDFT, parametrische DFT (engl. parametric DFT) Sollwertgeber dielektrischer Resonator motorische Kraft Zusatzwiderstand DSSP, Dialogsystem für strukturiertes Programmieren langandauerndes angeregtes Echo ferne troposphärische Streuung Pegelgeber DC, Dekoder (engl. decoder) Fernsteuerung Differenzverstärkung Digitalfilter Phasendifferenz Dopplerfilter Diskriminatorkennlinie Frequenzteiler DC, Dekoder (engl. decoder) Adreßdekoder Startadressendekoder Speicherhereichsdekoder Operationskode-Dekoder, Befehisdekoder diskrete Exponenlialfunktion parametrische diskrete Exponentialfunktion t SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen MIDI - Music Instrument Digital Interface (Blatt 1) 1989 1 Blatt 4-13 Einleitung Kaum ein anderes Wort als »MIDI« hat die Musiker der '>Elek- trischen Szene« und die Musikelektroniker in den letzten Jahren mehr beschäftigt. Verspricht es doch eine neue Dimension von Möglichkeiten, Computer mit elektronischen Klangerzeugem wie Synthesizer, Expander, Musikcomputer, elektronische Schlagzeuge usw. zu koppeln bzw. diese Klangerzeuger unterein- ander zu verbinden. Ein Personal- oder Kleincomputer beispielsweise steuert nach einem speziellen Composer-Programm einige angeschlossene elektronische Klangerzeuger und bringt auf diese Weise das Ar- rangement zum Erklingen. Eingriffe und Veränderungen in der Partitur sind jederzeit am Computer möglich, so daß das Musik- werk bis zur Endfassung bearbeitet werden kann. Funktionsmusik, z. B. Vertonung von Video- oder Filmproduk- tionen, kann durch den Komponisten bis hin zur fertigen Pro- duktion in eigener Regie erarbeitet werden. Oder ein anderes Beispiel: An einen Synthesizer - in diesem Fall den Master - werden ein weiterer Synthesizer und ein Ex- pander (das ist ein polyphoner Digitalsynthesizer ohne Tastatur, jedoch mit MIDL-Anschluß) angeschlossen. Im Poly-Mode, einer der möglichen Betriebsarten des MIDI, können nun beide ange- schlossenen Klangerzeuger parallel zum Masterkeyboard. aber mit völlig frei wählbaren Klangparametern, gespielt werden. Von einem Keyboard kann also ein ganzer Orchesterklang gesteuert werden.  - Mit diesen beiden Beispielen sind die enormen Möglichkeiten des MIDI nur angedeutet. Es ist sicher gerechtfertigt und von In- teresse, sich mit dem MIDI-System etwas näher vertraut zu ma- chen. MW! - Spezifikation iM Führende Hersteller elektronischer Musikinstrumente haben eine internationale Gesellschaft - die IMA ( Internationale MIDI Association) mit Sitz in New York ins Leben gerufen. In ihr wurde eine Einigung über die Schnittstellenbedingungen eines Computer  Drucker Ax 0 DTR SG Bild 1 Datentransfer zs.ischen Computer und Drucker über ES- 232-Schnittstelle digitalen Musikinstrumente-Interface erarbeitet und für verbind- lich erklärt. Die IMA beschließt ebenfalls Veränderungen, Er- weiterungen und bereits ins Haus stehende weitere MIDI-Spezi- fikationen, die dann für alle MIDI-Hersteller verbindlich sind. Unter dem Aspekt einer einfachen Verkabelung der MIDI-Kom- ponenten wurde ein bit-serielles Interface ohne Quittungssignale gewählt. Als Steckverbinder wurde die 180'-DIN-Buchse mit 5 Kontak- ten - auch häufig als 5polige Diodenbuchse bezeichnet - festge- legt. Bei der Festlegung der Parameter des MIDI hat sicherlich die serielle asynchrone Schnittstelle ES 232 - ein schon sehr al- tes serielles Interface - Pate gestanden. Deshalb sollen zunächst einige Ausführungen zur RS-232-('V24)-Schnittstelle folgen. Am Beispiel eines Druckers, der an die RS-232-Buchse eines Computers angeschlossen ist, soll der Mechanismus einer einsei- tig gerichteten Datenübertragung erläutert werden (Bild 1). Die Signalleitungen haben folgende Bezeichnungen: RxD - Receiving Data - Datenempfangsleitung, DTR - Data Terminal Ready - Terminal meldet Bereitschaft zum Datenempfang, SG - Signal Ground - Signalmasseleitung. Sobald der Drucker über die Datenleitung DTR dem Computer seine Empfangsbereitschaft mitteilt, indem er den DTR-Pegel auf -t 12 V schaltet, sendet der Computer ein Datenwort seriell, also bit Für bit, an den Drucker. Nachdem das letzte bit, auch als Stop-bit bezeichnet, vom Drucker empfangen wurde, schaltet dieser die Leitung DTR auf —12V und zeigt damit dem Compu- ter, daß er im Moment keine weiteren Daten akzeptieren würde. Erst nachdem der Drucker das letztempfangene Byte verarbeitet hat, z. B. in einem Druckvorgang eines Zeichens, schaltet er die DTR-Leitung wieder auf +12V und erwartet neue Daten. Bild 2 soll diese Vorgänge noch einmal verdeutlichen. Diese serielle Schnittstelle arbeitet asynchron, d. h. Talkr (Spre- cher, Computer im Beispiel) und Listener (Hörer, Drucker im Beispiel) sind nicht durch ein gemeinsames Taktregime gesteuert. Nach dem empfangenen Start-bit folgen alle weiteren bit in einem genau vorgegebenen Zeitraster, das vom Datensender ge- nau eingehalten werden muß. Der interne Takt des Empfängers, mit dem die seriellen Daten-bits im allgemeinen zunächst in einen Datenspeicher (sogenanntes Datenlatch) abgespeichert werden, muß ebenso exakt wie der des Senders sein. Anderen- falls könnte es vorkommen, daß die seriell einlaufenden bits zum Teil in die falschen Speicherzellen des Datenlatches gera- ten und damit falsche Bytes ergeben. Die Geschwindigkeit des Datentransfers muß also zwischen Sen- der und Empfänger vorher exakt vereinbart werden. Diese Ge- schwindigkeit wird mit Baud-Rate bezeichnet und gibt an, wie- viel bit je Sekunde gesendet werden. Das RS-232-Interface kennt folgende Baud-Raten: 300, 600, 1200, 2400, 4 800 und 9600. - ON(Doto Receptible)tI2V - - Bereitscictssignol DTR - OFF(Dota tJnreceplible)-12V - Dato logisch „0" • 12v -- Dobns.gnal RicO - Dato logisch „1 " -12V 9ofl- tat ELJJ H 27 Stop - bit Bild 2 Zeitabläufe der RS-232-Kommunikation; oben das Bereitschafts- signal DTR, unten das Datensignal RxD 20 21 42 2 2 StR 1 1 1 1 0 1 0 0 518 2,063ms Bild 3 Asynchrone serielle Übertragung der logischen Folge 0 1 0 1 1 1 1 (2F11) mit RS 232 bei 4,8iBaud CPU 3 1 an NI: r PC_cPU Optokoppltr Bild 4 Schaltung eines MIDI-Ausgangs - Stromschleife Bild 5 MIDI-Schnittstelle des DX? (YAMAHA) als Beispiel für eine typische MIDI- Schoitlstellensc haftung CPU  IC17  IC la 2 ;20 + 5V odi Oj Das Datenformat der RS-232-Schnittstelle ist folgendermaßen aufgebaut:   °  £ Start-bit:  1 Daten-bits: 7 oder 8 Stop-hits: 1 oder 2 Paritätsbit: gerade, ungerade oder kein PB Stop-bit-Anzahl hängt von der Anzahl der Datenbits ab. Die vereinbarte Baud-Rate richtet sich meist nach dem langsam- sten Datenempfänger in einem System. Im allgemeinen sind das Plotter oder Drucker. Demzufolge muß die Baud-Rate am Com- puter auf diese von der Peripherie geforderte Baud-Rate einge- stellt werden. Das geschieht entweder hardwaremäßig durch einen Schalter oder durch eine softwaremäßige Einstellung im Betriebssystem des Rechners. Welches Datenformat gewählt wird (7 bit + Paritäts-bit oder 8 Daten-bits) hängt nur von der Interpretation der übertragenen Bytes ab, ist also nicht Sache des Interfaces. Um den groben Überblick über das RS-232-Interface abzurun- den, soll an Hand einer Abbildung der Transfer eines Bytes de- monstriert werden (Bild 3). Das Byte habe den Wert 2Fl-1, also die binäre Form 0010 1111, und soll mit einer Baud-Rate von 4,8 KBaud übertragen werden. Jedes bit nimmt demzufolge eine Dauer von is T 4800 bit 208,3 115 ein. Damit sollen die Darlegungen zur M-232-Schnittstelle abge- schlossen sein - sie werden sicher ganz wesentlich zum schnelle- ren Verständnis des MIDI-Übertragungsmechanismus beitra- gen. Doch nun zum MW! selbst. Der MIDI-Datentransfer ist ganz ähnlich dem der RS 232 aufgebaut, aber einige entscheidende Unterschiede gibt es doch: 1. Die Übertragungsrate ist wesentlich höher, sie beträgt 31,25 KBaud. Die Taktfrequenz läßt sich bequem durch Tei- lung einer quarzstabilen 1-MHz-Frequenz durch 32 - also 5 Binärteilern - erzeugen. Damit entfällt eine Dauer von 31 250 bit 32 gs auf 1 bit. Ein übertragenes Byte ein- schließlich eines Start- und eines Stop-bits beansprucht dem- zufolge eine Gesamtdauer von 10 > < 32 ps =320 ps. 2. Es existieren beim MIDI keine handshake-Leitungen (Anfor- derungs- und Quittungsleitung) wie bei allen anderen Com- puter-Interfaces. MIDI verwendet die sogenannte 2-Draht- Leitung, d. h., eine Leitung ist über einen Widerstand von 220i) an +5V geschaltet, während die andere am Ausgang eines Leitungstreiber-ICs liegt. Die beiden Leitungen sind an Anschluß 4 und Anschluß 5 der Diodenbuchse angeschlos- sen. An diese Ausgangsbuchse »OUT« wird nun ein Verbrau- cher gelegt, d . im Makrelen Fall die LED eines Optokopp- lcrs. Führt der Ausgang des Leitungstreibers H-Potential, also +5V, so fließt kein Strom über die LED. Das heißt, die Aus- gangsleitung (Anschluß 5 ) ist auf 11-Potential gesetzt, aber 220 s2,- IN L - - Cl?  1C18 sv TH RU die LED leuchtet nicht und übermittelt auf den im Optokopp- 1er befindlichen Fototransistor keine Information. Wird je- doch der Leitungstreiber auf 0-Potential gesteuert, fließt so- fort ein Strom durch die LED, den der 220-1-Widerstand auf etwa 5 mA begrenzt. Es wird eine Information über den Opto- koppler übertragen. Dieser Mechanismus erklärt auch, warum MIDE (gleich dem RS-232-Interface) mit negativer Logik arbeitet. Bild 4 demon- striert noch einmal die Darlegungen. 3. Die t'-24- bzw. RS-232-Schnittstelle arbeitet mit einem maxi- malen Spannungshub von 24V (±12 V), während MIDI sich mit den Pegeln 0 und +5 V begnügt. Bei 0 auf der Signallei- tung fließt ein maximaler Strom von 5 mA. Bild 5 zeigt eine typische Schnittstellenschaltung des DX7 (YA- MAHA). Der MIDI-Ausgang über die OUT-Buchse wurde bereits im Zu- sammenhang mit Bild 4 dargelegt. An die Eingangsbuchse IN ist in beschriebener Weise ein Optokoppler angeschlossen, den eine Schutzdiode und ein Vorwiderstand gegen Verpolung und zu große Ströme schützen. Der Ausgang des Optokopplers, d. h,, der Kollektor des Fototran- sistors, wird zum einen an ein entsprechendes Eingaberegister bzw. den FlO-Port der CPU des Synthesizers geschaltet. Zum an- deren gelangt dieses Signal gleichzeitig an die beiden Leitungs- treiber, die ihrerseits die Buchse THRU, einen Slave-Ausgang, speisen. Auf diese Weise kann das MIDI-Signal, das zur IN- Buchse gelangte, gleichzeitig an der THRU-Buchse wieder abge- griffen und einem weiteren MIDI-Gerät zugeführt werden. 3.  Anwendungsbeispiele Bild 6 zeigt einige Beispiele für die vielfältigen Möglichkeiten der Kombination von MIDI-fähigen Instrumenten und Gerä- ten. In Bild 6a ist der einfachste Fall dargestellt. Das Keyboard 1 wird im Beispiel aktiv als Masterkeyboard gespielt. Alle Informa- tionen über die angeschlagenen Tasten, die Anschlagsdynamik, Filter- und Konturverläufe werden über die MIDI-OUT-Buchse zur MIDI-IN-Buchse des angeschlossenen Keyboards 2 übermit- telt. Dieses Keyboard erklingt nun parallel zu Keyboard 1, aller- dings mit dem ihm eigenen und gewählten Sound. Diese Betriebsart wird mit OMNI-MODE bezeichnet (omni im Sinne von alles). Alle Keyboards befinden sich nach dem Ein- schalten üblicherweise im OMNI-Mode. Es existieren im MW!- Interface 2 weitere Betriebsarten: der POLY-MODE und der SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen MIDI - Music Instrument Digital Interface (Blatt 2)  4-14 MONO-MODE. Was es damit auf sich hat, wird noch beschrie- ben. Vorerst sollen jedoch die in Bild 6b und Bild 6c gezeigten Anwendungsfälle erläutert werden. Bild 61, zeigt einen Anwendungsfall, der dem in Bild 6a sehr ähnlich ist. Im Unterschied dazu ist über den Durchschteifaus- gang THRU noch ein weiterer Klangerzeuger angeschlossen. Es handelt sich dabei um einen Expander, den man sich als poly- phonen Synthesizer ohne Tastatur, aber dafür mit MIDI-Schnitt- stelle vorstellen darf. Beide Klangerzeuger (Keyboard 2 und Ex- pander) werden ebenfalls im OMNI-Mode betrieben, d. h., sie erklingen parallel zu den Stimmen des Masterkeyboards, aller- dings mit anderen Sounds. Auf diese Weise sind Klangkonstruk- tionen im Live-Auftritt spietbar, für die in-an anderenfalls 2 wei- tere Musiker an den entsprechenden Tasteninstrumenten beschäftigen müßte. Bild üc zeigt einen ganz anderen Fall, der überhaupt erst durch MIDI ermöglicht wurde und bei der Entwicklung und techni- schen Realisierung des MIDI-Systems wohl die höchste Priorität besaß - die Steuerung von elektronischen Klangerzeugern durch Computer. Die meisten Klein- und Personal-Computer enthalten keine MIDI-Schnittstelle, so daß ein zwischengeschaltetes MIDI-Inter- face zunächst eine Anpassung zwischen dem Computerausgang (z. B. Centronics-Schnittstelle oder V241 RS232) Und dem MIDI selbst ermöglicht. An den Ausgang dieses MIDI-Interfaces kön- nen je nach technischer Ausstattung mehrere Klangerzeuger par- allel bzw. über die TFIRU-Buchse seriell angeschlossen werden. Für diesen Fall des computergesteuerten Kl-angerzeugers wird zweQkmäßigerweise die 2. Betriebsart des MIDI gewählt - der POLY-MODE. Vor jedem Datenbyte, das vom MIDI-Interface ausgesendet wird, erscheint nun ein sogenanntes Status-Byte, in dem eine Kanalnummer von 0 bis 15 (also 16 Kanäle!) enthalten ist. Alle nachfolgenden Daten-Bytes beziehen sich jetzt nur noch auf das Gerat mit der entsprechenden Kanalnummer und wer- den auch nur von diesem empfangen. Damit ist die Möglichkeit gegeben, von einem Computer bis zu maximal 26 Klangerzeuger selektiv anzusteuern. Komfortable grafik- und dialog-unterstützte Composer-Software, die in den Computer geladen wird, ermöglicht es dem Musiker, Arrangeur oder Komponisten, eine Komposition oder ein Arrangement über die Tastatur eines Rechners einzugeben und sich das Er- IIlIIIiILIt k u ILIIIOh iJ iiI iiiiiu ii gebnis vielstimmig mit Baßstimme, komplettem Schlagzeug und Percussionsinstrumenten, Harmoniebasis und Solostimmen an- zuhören sowie Korrekturen anzubringen. Damit ist eine neue umfassende Möglichkeit kompositorischen Schaffens sowie der Produktion von Musik gegeben, die sicher- lich in einigen künstlerischen Bereichen eine neue (und eventu- ell auch bessere) Qualität bei gesenktem Aufwand - und dämit Kosten - hervorbringen wird. Nachdem der OMNI-MODE und der POLY-MODE bereits er- läutert wurden, soll der letzte Mode, der MONO-MODE be- schrieben werden. Moderne polyphone Synthesizer mit digitaler Klangsynthese verfügen üblicherweise über 10, 12 oder gar 16 klingende Stimmen. Jeder dieser Stimmen ist im MONO-MODE eine Kanalnummer von 1 bis 16 zugeordnet, so daß ein 16stim- miger Synthesizer, von einem Computer über MIDI-Interface ge- steuert, wie eine gesamte Gruppe erklingen kann. Folgende Stimmenbelegung wäre denkbar: Kanal 1 - Stimme 1: Solostimme 1 Kanal 2 - Stimme 2: Solostimme 2 Kanal 3 - Stimme 3: Solostimme 3 Kanal 4 - Stimme 4: Blech 1. Stimme Kanal 5 - Stimme 5: Blech 2. Stimme Kanal 6 - Stimme 6: Blech 3. Stimme Kanal 7 - Stimme 7: Harmonie-Background 1. Stimrne Kanal 8 - Stimme 8: Harmonie-Background 2, Stimme Kanal 9 - Stimme 9: Harmonie-Background 3. Stimme Kanal 10 - Stimme 10: Harmonie-Background 4. Stimme Kanal!! -.- Stimme 11: Basedrum Kanal 12 - Stimme 12: Snaredrun, Kanal 13 - Stimme 13: High Hat Kanal 14 - Stimme 14: Floor Tom Tom Kanal 15 - Stimme 15: Hold Tom Tom Kanal 16 - Stimme 16: Electronic Tom Tom Aus diesen Darlegungen wird ersichtlich, wie leistungsfähig be- reits diese Minimalkonfiguration von Computer und einem Key- board ist. Es muß allerdings bemerkt werden, daß die üblichen polyphonen Synthesizer der unteren und mittleren Preisklasse technisch nicht für die Arbeit mit dem MONO-Mode ausgelegt sind, da der schaltungstechnische Aufwand nicht unerheblich ist. 4.  Datenformat, Befehlsaufbau und Codierung Abschließend sollen das MIDI-Datenformat, d.h. die Datengmp- pen, und der Befehlsaufbau sowie die Kodierung dargelegt wer- den. Einige Beispiele dazu werden den Abschnitt abrunden. Es existieren folgende 5 Datengruppen: 1. Channel Information,  2. System Common, kntipfung: Master- und Slsvekeyboards, b - Syn-   -  __________ 1 aur  IN THRU Klangerzeuger Keyboard 2 und Expander,  ______________ Bild 6 Amwendungsbeispiele; a --Einfachste MIDI-Ver-   '\  HOI c- Personal- oder Kleincomputer steuert über ein thesizer 1 ist Masterkeyboard und steuert die MIDI-Interface diverse Klangerzeuger. Im Bei- spiel: 1; Computer, 2) MIDI-loterface, 31 Keybo-  ___________  [‚Jg ard 1, 4) Keyboard 2, 5) Eleclronic Drum  ____________ OUT IN Keyboard 1  Keyboard 2   .   11DI 00 00 Expander 3. System Realtime,  4. System Exclusive, 5. System Reset. Ein Datensatz besteht grundsätzlich aus einem vorangestellten Status-Byte und einer bestimmten Anzahl von Daten-Bytes. Alle Status-Bytes haben eine gesetzte bit-Position 7 (höchstes bit), während bei allen Daten-Bytes das höchste bit nicht gesetzt, also 0 ist. Alle Systemstatus-Bytes sind an den gesetzten 4 höchsten bits zu erkennen. In den Channel-Status-Bytes repräsentieren die niedrigsten 4 bit den binär verschlüsselten Kanal. An den nachfolgenden Beispielen und Ausführungen wird diese ge- straffte Darlegung gut verständlich. Die Übertragung ist seriell ohne Pausenzeichen zwischen den bits (Bytes). Es werden nur Änderungen übertragen, d. h., eine eingeschaltete Taste bleibt so lange eingeschaltet, bis sie durch einen anderen Befehl wieder ausgeschaltet wird. Bei gleichbleibendem Status braucht das Status-Byte nicht vor jeder Datenübertragung neu gesendet zu werden. Channel-Informationen 1.9X =1001 n n n n Note ein 3Bytes nnnn Kanalnummerü bis 15 0 k k k k k k k Tastennummer bis 27 0 v v v v v v v Tastenanschlag (ohne An- schlagsdynamik v =64) 2.8X=1000nnnn Note aus 3 Bytes nnnn Kanalnummer 0 k k k k k k k Tastennummer øbis 27 0 v v v v v v v Geschwindigkeit des Loslassens der Taste 3. AX  1 0 t 0 n n n n Tastendruck nach Drücken der Taste (After Touch) 3 Bytes o k k k k k k k Tastennummer o v v v v v v v Tastendruck (After Touch) 4. BX =1 0 1 1 n n n n Parameteränderung 3 Bytes 0 c c c c c c c  Die Paranieteränderung ist her- stellerabhängig. c ist im MIDI nicht definiert. - Ausnahme: c =124 :Fernbedienung an oder aus c =125 :0MNI-Mode c  126 MONO-Mode c =127 :Poly-Mode 0 v v v v v v v Parameterwert 0 bis 27 bei Mode Select (also bei c =125 bis 127) gilt v =0, bei Fernbe- dienung gilt v =0 - fernbe- dient, v =127 - am Instrument bedient 5 . CX =1 1 0 0 n n n n Programmwechsel 2 Byte 0 p p p p p p p Programmnummer 0 bis 127 6. DX 1 1 0 1 n n n n Tastendruck im MONO-Mode 2 Byte 0 v v v v v v v After Touch im MONO-Mode 0 bis 127 7. EX =1 1 1 0 n n n n Pitch Wheel (Tonhöhensteller) 3 Byte 01111111 0 mmm m mm m 14-bit-Wort gibt an, um wieviel der Tonhöhensteller (Pitch Wheel) verstellt wurde Minimum: 0,0, Mitte: 0, 64 Maximum; 127,127 System Exelusive Exclusivc Daten gelten immer nur für Geräte eines Herstellers und werden von anderen Geräten ignoriert P0 - 1 1 1 1 0 0 0 0 Status-Byte für Exclusive 0 i i i i i i i  Hersteller-Nummer Oaaaaaaa 1.Daten-Byte 0 b b b b b b b 2. Daten-Byte 0 c c c c c c c  3, Daten-Byte Dem Status-Byte für System Exclusive folgt eine Anzahl von Da- ten, deren höchstes bit wie bei allen Daten-Bytes 0 ist. Die Daten gelten für alle Kanäle. Der zu übertragende Datensatz endet durch Aussenden eines neuen Status-Bytes. Sysrcrn Keatttrne Die Bytes des System Realtime steuern und synchronisieren Rhythmusgeräte und Sequencer in Realzeit. Sie können durch- aus auch zwischen anderen Daten-Bytes bei einem beliebigen Status gesendet werden und gelten immer für alle Kanäle. 1. F8  1 1 1 1 1 0 0 0  Zeittakt, wird in einer Sequenz oder einem Takt 24mal je Vier- telnote ausgesendet 2. F9 =1 1 1 1 1 0 0 1  Sequenz- oder Taktende, wird am Ende jeder Sequenz bzw. je- den Taktes ausgesendet 3. FE  1 1 1 1 1 0 1 1  Fortsetzung einer begonnenen Sequenz, wird gesendet, wenn eine unterbrochene Sequenz fortgesetzt werden soll 4. FA  11 11 1010  Start - erscheintbeißeginn einer Sequenz 5. PC  1 1 1 1 1 1 0 0  Synchrontakt - erscheint in Spielpausen und hält das Ti- ming System Common Diese Befehle gelten zu jeder Zeit unabhängig vom eingestellten Kanal 1. F2  1 1 1 1 0 0 1 0  Takt- bzw. Sequenznummer 3 Bytes Ott t t t t t 0 t t t t t t t  t=14-bit-Wort- enthält die Takt! 5 equenznummer 2. El =1 1 1 1 0 0 1 1  Partiturnummer2 Bytes 0 p p p p p p p   p - Partiturnumnier0 bis 127 3. P6  1 1 1 1 0 1 1 0  Selhstbestimmen des Instru- ments. System Reset FF =1 1 1 1 1 1 1 1  Reset nach Einschalten oder durch Reset-Taste Zum Abschluß der Erläuterungen des MIDI-Datenformats soll ein willkürlich gewähltes Beispiel die Ausführungen verdeutli- chen. Vom Computer soll an einen über ein MIDI-Interface an- geschlossenen polyphonen Synthesizer folgende Information ge- sendet werden: U Wahl des Programms Nr.33 am Synthesizer 2. Einschalten der Note Cis mit maximaler Anschlagpercussion 3. Ausschalten der Note Cis 4. Der gesteuerte Synthesizer empfängt auf Kanal 5 Folgende Bytes werden nacheinander ohne zwischenliegende Pausen gesendet: CX 1 1 0 0 0 1 0 1  Status-Byte für Programmwechsel mit Kanalnummer 5 0 0 1 0 0 0 0 1  Programmnummer 33 9X 1 0 0 1 0 1 0 1  Status-Byte für Note einschalten mit Kanalnummer 5 O 0 1 1 1 1 0 1  Notennummer 61 (mittleres Cis) o i 1 1 1 1 1 1  127 (maximale Anschlagspercus- sion) 8X 1 0 0 0 0 1 0 1  Statuswort für Note ausschalten 0 0 1 1 1 1 0 1  Noten-/Tastatur 61 (Cis) 0 0 0 0 0 0 0 0  Loslassen der Taste (bei den mei- sten Synthesizem nicht berücksich- tigt) 5.  Möglichkeiten der Hardware-Realisierung Die programmtechnische und hardwareseitige Realisierung des MIDI-Interfaces soll nicht Gegenstand dieses Übersichtsbeitra- ges sein. Das muß späteren Veröffentlichungen vorbehalten blei- ben. Wie bereits festgestellt, ist MIDI eine asynchrone serielle Datenübertragung, so daß man sich bei der Entwicklung des As- sembterprogramms (BASIC scheidet von vornherein aus, da der BASIC-Interpreter viel zu langsam arbeitet) an RS-232- bzw. Kassetten-Interfaces anlehnen kann. Eine elegante Methode be- steht im Einsatz einer 510 UA 85 6 0, die nach der Initialisie- rung im Asynchron-Mode arbeitet und die CPU lediglich bei der Datenübernahme zeitlich beansprucht. Eine andere Möglichkeit besteht in einer programmtechnischen Realisierung, wie sie bei einfachen Kleincomputern angewendet wird. Ein bit-Ausgang der im allgemeinen stets vorhandenen P10 wird als Ausgang be- nutzt, die Längen der seriellen bits werden mit der CTC be- stimmt, und die bit-Muster legt ein entsprechendes Programm fest, t SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 1) 1989 1 Blatt 4-15 1. Einleitung Obwohl die 80er Jahre musikalisch durch den Einsatz der elek- tronischen Tasteninstrumente gekennzeichnet sind, ist die Elek- trogitarre noch eines der populärsten und am häufigsten benutz- ten Musikinstrumente. Vor allem in den letzten Jahren hat sich auf dem Gebiet der kon- struktiven und elektronischen Weiterentwicklung der Elektrogi- tarre vieles getan. Der Trend geht dabei immer stärker zum Ein- satz von aktiven Schaltungen in den InstrumentS sowie zu schaltungstechnisch aufwendigen Fffektgeräten. Dabei sind so- wohl die Problematiken der eigentlichen Gitarrenelektronik (in- terne Schaltungen der Instrumente) als auch der Effektgeräte durchaus als eine Einheit zu betrachten. International wird ge- genwärtig eine für den Laien kaum überschaubare Vielfalt von Effektgeräten angeboten. Für viele Gitarristen stellt aber der eigentliche Gitarrenton noch immer einen Schwachpunkt innerhalb der gesamten Übertra- gungskette (Gitarre - Effektgeräte -* Verstärker , Lautspre- cher) dar. Das Ziel dieses Beitrags soll es deshalb sein, einige Anregungen zu geben, wie mit relativ geringem Aufwand Elektrogitarren im Klang beeinflußt werden können. Da die individuellen Klangvorstellungen sehr subjektiv und da- her auch unterschiedlich sind, können keine Ideallösungen vor- gestellt werden. Es ist deshalb zweckmäßig, durch Experimente die Variante zu ermitteln, die dem persönlichen Empfinden am besten entspricht. 2. Humbucker-Tonabnehmer Abgesehen von der Tatsache. daß Humbucker-TA (Doppelspu- len-TA) speziell zur Unterdrückung von Brummeinstreuungen entwickelt wurden, bieten sie bei entsprechender Beschaltung unterschiedliche klangliche Möglichkeiten. Weiterhin unter- scheidet sich der Klang eines Humbucker-TA stark von dem eines Einzelspulen-TA (Single Coil). Die Funktionsweise von Tonabnehmern und ihre Unterschei- dungskriterien werden ausführlich in [1 1 und [2] erläutert. Es soll daher nicht näher auf technische Grundlagen eingegangen wer- den. In Bild list der konstruktive Aufbau.eines Einzelspulen-TA dar- gestellt. Auf diesem Grundprinzip basieren prinzipiell auch alle anderen Ausführungen. Mit etwas handwerklichem Geschick ist es möglich, aus 2 Einzelspulen-TA einen Humbucker-TA zu bauen. Bild 1 Aufbau eines Einzel- spulen-Tonabnehmers Sehr gut eignet sich hierzu der Einzeltonabnehmer vom Typ Me- lodie des VEB Klingenthuler Harmonikmverkc, da sich bei diesem Typ die Magnetkerne in einem Plastkörper befinden. Beim Ent- fernen der Kerne wird dadurch die Möglichkeit ausgeschlossen, die Spulenwicklung zu beschädigen. Weiterhin sind bei diesem Typ die Anschlußdrähte der Spulen sehr gut von außen zugäng- lich. Dadurch entfällt die Notwendigkeit, die Abdeckung der Spule zu entfernen. Bei einigen anderen Typen ist diese Abdek- kung so mit dem Spulenkörper verklebt, daß beim Entfernen un- weigerlich die Spule beschädigt wird. Man sollte also grundsätzlich Vorsicht walten lassen, wenn an paratur von abgerissenen oder beschädigten Wicklungen einiges Geschick im Umgang mit dem Lötkolben. Der eigentliche Umbau der Tonabnehmer wird damit begonnen, daß aus einem Einzelspulen-TA die Magnetkerne herausge- drückt, um 180 gedreht und wieder eingesetzt werden. Das Ma- gnetfeld muß anschließend die Spule in entgegengesetzter Rich- tung durchlaufen. Da die Seitenwände der Abdeckung leicht konisch nach oben verlaufen, wird darauf eine Seite jedes Einzelspulen-TA plange- schliffen, so daß die Seite parallel zur Achse des Spulenkörpers verläuft. Mit geeignetem Klebstoff sind diese Seiten dann fest zu verkleben. In Bild 2 ist der auf diese Weise entstandene Grund- körper dargestellt. Erscheinen die 4 Befestigungsschrauben als zu aufwendig bzw. erweist sich die Bauform des Tonabnehmers als zu tief, kann man die Befestigungsbügel entfernen und den Grundkörper auf eine Platte aufkleben. Sehr gut eignet sich Aluminium, denn darin lassen sich problemlos neue Gewinde für die Befestigungs- schrauben schneiden. Zweckmäßig ist eine 3-Punkt-Befestigung, mit der der Tonabnehmer optimal der Saitenlage angepaßt wer- den kann. Abschließend zu den mechanischen Arbeiten klebt man noch ein Stück Leiterplattenmaterial mit 5 Kontaktflächen unter den Tonabnehmer. Bild 2 Aufbau eines Humbucker-Tonabnehmers Bild 3 Beschaltungsmöglichtceiten für einen Humbucker-TA: a - Rei- henschaltung (Standard), b - Parallelschaltung Tonabnehmern gearbeitet wird, deren konstruktiver Aufbau nicht vollständig bekannt ist. Erfahrungsgemäß erfordert die Re-  Bild 4 Eigenbau-Humbucker; a Vurderansicht, b - Anschlußseit-e Bild 6Plsemkeschalter Im Anschluß daran kann mit der Verdrahtung begonnen werden. Dazu werden die beiden Anschlußkabel auf etwa 10 cm Länge gekürzt, und die Seele wird vorsichtig aus der Abschirmung ge- zogen. Eventuell sollten die Anschlußdrähte, die aus dem Spu- lenkörper kommen, gegen Abreißen gesichert werden. Das Ab- schirmungsgetlecht wird nicht mehr benötigt und deshalb abgelötet. Die beiden Anschtußdrähte je Spule sind auf entspre- chende Länge zu kürzen und an die sich unter dem Tonabneh- mer befindenden Kontaktflächen zu löten. Spulenanfang bzw. -ende (vorher Seele bzw. Abschirmung) jeder Einzelspule wird zweckmäßigerweise gekennzeichnet. Die 5. Kontaktiläche kann bei Bedarf für den Anschluß der Abschirmung genutzt werden. Entsprechend Bild 3 kann man den Tonabnehmer fest verdrah- ten. oder die Spulenenden werden an einen Dual-Sound-Schal- ter gelegt. In Bild 4 ist der fertige Ilumbucker-TA dargestellt. Dual-Sound-Schalter Eine wirksame Klangumschaltung beim Hümbucker-TA stellt der Einsatz eines Dual-Sound-Schalters dar. Aus Bild 5 ist der Anschluß des Schalters zu ersehen. Je nach Schalterstellung wird die Parallel- bzw. Reihenschaltung der beiden Spulen des Tonab- nehmers entspiüchend Bild 3 vorgenommen. Bei Parallelschal- tung der Spulen verringert sich die Gesamtinduktivität gegen- über der Reihenschaltung auf ein Viertel. Die Resonanzfrequenz ist doppelt so hoch, allerdings wird auch die Ausgangsspannung geringer. Das läßt sich aber mit dem Lautstärkesteller am Ver- stärker leicht korrigieren. Prinzipiell lassen sich alle Gitarren mit Flumhucker-TA durch den Einbau von Dual-Sound-Schaltern ergänzen. Voraussetzung ist, daß man an die Spulenenden herankommt, ohne die Wick- lungen zu beschädigen. Sehr gute Ergebnisse wurden z.B. bei der Diamant-Gitarre aus der tSSR durch die Erweiterung mit 2 Dual-Sound-Schaltern erzielt. Die Klangvarianten erhöhten sich von 3 auf 8 Kombinationen, wodurch die Gitarre vielseitiger einsetzbar wurde. Bild 5 Dual-Sound-Schalter 4.  Weitere Schaltungen für Flumbucker-TA Eine interessante Ergänzung stellt der Einsatz eines Phasenum- kehrschalters dar. Die Schaltung ist in Bild 6 dargestellt. Die Wirkung des Schalters tritt allerdings nur ein, wenn mindestens 2 Tonabnehmer eingeschaltet sind. Bei nur 1 Tonabnehmer ist der Schalter wirkungslos. Durch den Phasenumkehrschalter wird eine gleich- bzw. gegenphasige Zusammenschaltung der Tonab- nehmer möglich. Der Klang ist bei beiden Schaltungen völlig un- terschiedlich, bedingt durch die unterschiedliche Überlagerung der Oberwellen. Eine tiefgründige Erläuterung der Funktions- weise findet der Leser in [2]. Der Schalter ist grundsätzlich für alle Tonabnehmer geeignet. Beim Einsatz eines Phasenumkehrschalters bei dem mittleren Tonabnehmer der »Stratocaster« (einschließlich aller Kopien) er- höhen sich die Klangkombinationen von 5 auf 7. Voraussetzung ilir den Einbau des Schalters ist aber ein symmetrischer Ausgang des Tonabnehmers, d. h., beide Enden der Spule müssen von Masse getrennt sein. Aus diesem Grund ist bei dem unter Punkt 2 vorgestellten Tonabnehmer ein separater Masseanschluß vorhanden. Bei den meisten industriellen Tonabnehmern ist ein Spulenende fest mit Masse verbunden. Dieses Spulenende muß man von Masse trennen und über ein abgeschirmtes Kabel an- schließen. Bild 7 Umschaltung zwischen Doppelspul- und Einzelspulbetrieb Bild 8 Klangumschaltung am ilumbucker-TA ild 9 tusnutzen des Klang- Leller-Potentiometers Eine weitere Möglichkeit zur Erhöhung der Klangvariationen be- steht in der Umschaltung der Humbucker-TA von Doppelsput- auf Einzelspulbetrieb nach Bild 7. Dabei wird die Induktivität halbiert, so daß sich die Resonanzfrequenz des Tonabnehmers um den Faktor yF erhöht. Weiterhin wird die Saitenschwingung nur noch durch eine Spule aufgenommen, so daß man den typi- schen Klang eines Einzelspulen-TA erhält. Nachteilig ist aller- dings, daß dabei der Humbucker-Effekt verloren geht und daß der Tonabnehmer wieder auf Brummeinstreuung reagiert. Bild 8 zeigt eine andere Lösung zur Klangumschaltung. Hier wird die Resonanzfrequenz einer Spule durch Parallelschaltung eines Kondensators sehr tief gelegt. Damit ist bei hohen Fre- quenzen nur noch eine Spule aktiv, In den tiefen Frequenzen wirken beide Spulen, so daß der Humbucker-EfTekt erhalten bleibt. Eine Umschaltung von Einzelspul- auf Doppelspulbetrieb ist entsprehend Bild 9 auch durch Ausnutzung des Klangstellpo- tentiometers möglich. Das Potentiometer muß allerdings eine spezielle S-Kurven-Charakteristik aufweisen. In der einen End- stellung des Potentiometers wird eine Spule kurzgeschlossen. In der anderen Endstellung liegt der Kondensator parallel zum gan- zen Tonabnehmer. Der Humbucker-Klang wird erreicht, wenn der Schleifer des Potentiometers in der Mittelstellung steht, 5.  Veränderung der Resonanzfrequenz Bild 10 zeigt den prinzipiellen Frequenzgang eines Tonabneh- mers. Charakteristisch für den Klang eines Tonabnehmers ist seine Resonanzfrequenz (Tabelle). Eine gut ausgeprägte Reso- nanzspitze gibt dem Tonabnehmer seine typische Klangfärbung. Eine schwache oder völlig unterdrückte Resonanzspitze läßt den Klang dagegen matt und ausdruckslos erscheinen. Um eine Bedämpfung der Resonanzspitze durch angeschlossene SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 2)   4-16 Lautstärkestller zu vermeiden, müssen die eingesetzten Poten- tiometer hochohmig sein. Der minimale Wert der Potentiometer sollte 500 k betragen, besser ist 1 MCI Industriell wird in den meisten Gitarren eine Klangblende ent- sprechend Bild 11 eingesetzt. Viele Hersteller bemessen dabei den Kondensator zu groß, so daß der Klang dumpf wird. Aus die- sem Grund befriedigt die Klangblende nach Bild 11 auch die meisten Gitarristen nicht, und sie wird entfernt bzw. nicht be- nutzt. In diesem Fall lohnt sich jedoch Experimentieren. Gute Erfahrungen wurden mit Werten von 4,7 und 6,8 nF gemacht. Weiterhin sollte man darauf achten, daß das Potentiometer für die Klangblende eine logarithmische Charakteristik aufweist, um eine einigermaßen gleichmäßige Regelwirkung zu erhalten. Wesentlich wirkungsvoller als eine Klangblende ist der Einsatz hlnes Drehschalters (Bild 12). Die Resonanzspitze wird nicht be- dämpft, sondern die Resonanzfrequenz läßt sich stufenweise tie- fer setzen (Bild 13). Mit der in Bild 12 angegebenen Dimensio- nierung sind sehr feine Übergänge möglich. Wem 12 Schaltkon- takte zuviel sind, der kann auch einen Schalter mit einer geringeren Anzahl von Kontakten einsetzen. Das erreichbare Spektrum an Klangfarben ist dann allerdings auch nicht so groß. Da die Resonanzfrequenz nur tiefer gesetzt werden kann, ist diese Schaltung sehr effektiv bei Tonabnehmern, deren Reso- nanzfrequenz sehr hoch liegt. Der Ton wird weicher und ange- nehmer. Die Fender-»Stratocaster« z B. wurde durch den Ein- satz eines Stufenschalters für den Steg-TA viel flexibler. Weiterhin sind Stufenschalter in verschiedenen Gitarren einge- baut worden, und jedesmal war es erstaunlich, wie die klangliche Vielfalt der Instrumente zugenommen hat. Universelle Gitarrenelektronik Bild 14 zeigt eine Gitarrenelektroni$, die sich aus folgenden Be- standteilen zusammensetzt: - 2 Humbucker-TA (Steg- und Halsposition), - 2 Dual-Sound-Schalter, - 1 Phasenumkehrschalter, - 2 Stufenschalter zur Veränderung der Resonanzfrequenz, - 1 aktive Schaltung. Mit dieser Gitarrenelektronik sind 1200 verschiedene Klang- kombinationen möglich. Dadurch lassen sich sehr ünterschiedli- che Soundvorstellungen realisieren. Die eigentlichen Bestand- teile sind in den vorangegangenen Abschnitten erläutert worden. Der Operationsverstärker in der aktiven Schaltung arbeitet im in- vertierendeh Betrieb. Dadurch können beide Lautstärkesteller voneinander entkoppelt werden. Im Unterschied zu vielen indu- striellen passiven Standardschaltungen beeinflussen sie sich dar- in gegenseitig nicht mehr. Der Vorteil der aktiven Schaltung liegt in ihrem hohen Eingangswiderstand. Dadurch wird die Re- sonanzspitze der Tonabnehmer nicht mehr bedämpft, sondern kommt voll zur Geltung. Allerdings ist auf eine gute Abschir- mung der Eingangsbeschaltung zu achten, da die Schaltung empfindlich auf Einstreuungen reagiert. Durch den niederohmi- gen Ausgang der Schaltung beeinflußt die Kapazität des Gitar- renkabels den Klang nicht mehr. Die Schaltung ist auf eine Ver- stärkung um das 2,2fache ausgelegt. Bei Veränderung des Widerstands in der Gegenkopplung läßt sie sich variieren. Bei höheren Ansprüchen an das Rauschverhalten empfiehlt es sich, eventuell den OPV B 081 durch einen OPV LF35 5 zu ersetzen, falls ein solcher verfügbar ist. 7.  Effektgeräte Der Einsatz von Effektgeräten kann eine große Bereicherung in- nerhalb der Übertragungskette von Elektrogitarren darstellen. Allerdings sollten sie sparsam und gezielt benutzt werden. Sehr schnell wirkt ein erreichter Sound über einen längeren Zeitraum hinweg monoton. Erfahrungsgemäß sind für die Gitarre folgende Effektgeräte zu empfehlen: - parametrischer bzw. graphischer Equalizer, - Compressnr,  - — Verzerrer, - Flanger. Der Einsatz weiterer Effektgeräte (Wah-Wal-Pedal, Touch Weh, Harmonizer, Noise Gate, Echo, Hall usw.) hängt sehr stark von den persönlichen Klangvorstellungen ab. Eine gesonderte Problematik stellen die Gitarren-Synthesizer dar. Monophone Gitarren-Synthesizer können durch jede Elek- trogitarre genutzt werden. Die wesentlich aufwendigeren poly- phonen Geräte erfordern spezielle Tonabnehmer auf den Gitar- ren, bei denen jede Saitenschwingung getrennt abgenommen wird. Hinweise auf Schaltungsunterlagen zu Effektgeräten sind aus dem Literaturverzeichnis zu entnehmen. Die in Bild 15 vor- gestellte Verzerrerschaltung basiert auf dem Funktionsprinzip des SCver-Overdrive der japanischen Firma BOSS. Wer seine Effektgeräte selbst bauen will, muß sich darüber klar werden, ob er sich für separate Einzelgeräte oder für ein soge- nanntes Effekt-Rack entscheidet. Nicht zu unterschätzen ist wei- terhin die mechanische Stabilität der Geräte. Meist sind die Fuß-Schalter die Bauteile mit der kürzesten Lebensdauer. Beim Einsatz mehrerer Effekte empfiehlt sich der Aufbau in Mo- dulbauweise. Die einzelnen Module werden alle steckbar in einem Gehäuse untergebracht und über eine rückseitige Busver- drahtung miteinander verbunden. Bei Bedarf können dann ein- zelne Module herausgenommen und durch neue (z. B. Weiter- entwicklung) ersetzt werden. Im Gehäuse läßt sich auch eine zentrale Stromversorgung unter- bringen, so daß das häufige Wechseln der Batterien entfällt. Weiterhin sollte eine Leiste mit Fuß-Schaltern angeschlossen werden, die eine Fernbedienung der einzelnen Effekte ermög- licht. Zur eigentlichen Umschaltung bietet sich der CMOS- Schaltkreis V 4066 an. Mechanische Schaltgeräusche entfallen, und die Fernbedienung braucht nicht extra abgeschirmt zu wer- den. Günstig ist auch der Einsatz von Kontrnll-LED zur opti- schen Überwachung der einzelnen Funktionen des Geräts. Literatur [1] E. MeMel, Gitarrenelektronik. Schaltungsdammlung für den Amateur, Vierte Lieferung, Berlin 1986, Blatt 4-16 bis Blatt 4-19. [2] H. Lenime, Elektrogitarren, Stuttgart 1977. [3] H. Lernme. Gitarrenverstärker, Stuttgart 1978. [4] H. Lemine, Gitarrentonabnehmer. Funkschau 24/1981, Seite 59 bis 62. [5 ] R. ErlekampfiM. Krnmer/!L-J. Mönig, Mikroelektronik in der Amateurpraxis 2, Berlin 1984. [6] L. König, Tontechnik selbst erlebt, Leipzig, Jena, Berlin 1986. [7] G. Engel, Musikelektronik, Berlin 1982. [8] lt Jakubaschk, Amateurtontechnik, Berlin 1975 . [9] E. Eier, Flanger, Funkschau 25/1982, Seite 83 bis 87. [10] H. Lemma, Träume werden wahr, Funkschau 8/1985, Seite 114 bis 117 [11] V. Leipold, Equalizer mit wenig Aufwand, Funk- schau 15/1979, Seile 85. [12] E. Scholz, Frequenz-Verbieger, Funkschau 26/1984. Seite 74. [13] E. Eras, Parametrischer Equalizer, Funkschau 8/1982, Seite 117 bis 121. [14] DiMarzio, 4-Conductor Pickup Instruktiuns. [15] Guyatone, Professional Effects Pedals.  - [16] BOSS. Products Catalog 1980. [17] Ibanez, Sound Effects 81 ‚4 3; F-H II  1 1   1  1   LJ  1J 1 0 1 1 1 4 rtTTT H o c 2 » -t -s T 1 RIl N m m LTJ - -Y SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik Universalzähler mit U 882/U 884 (Blatt 1) 1989 1 Blatt 5-1 Einleitung Ein Frequenzzähler ist ein universelles Meßgerät, das oft benö- tigt wird, hauptsächlich zum Abgleich von Oszillatoren aller Art. Bei der üblichen Bauweise teilt man eine Quarzfrequenz auf z.B. 10 Hz. Damit wird dann 1 Tor genau 1/10s geöffnet, und man zählt alle in dieser Zeit eintreffenden Impulse. Ihre Anzahl, mit 10 multipliziert, ergibt eine Frequenz in Hertz. Das Verfahren hat 2 Nachteile. Einmal wird ein schlecht beschaltbarer Quarz mit einer »glatten« Frequenz benötigt (100 kHz, 1 MHz, 10 MHz). Zum anderen können Frequenzen im NF-Bereich nur mit einer geringen Genauigkeit gemessen werden, da man die Torzeit nicht beliebig vergrößern kann. Abhilfe schafft die Zeit- messung. Dabei öffnet die zu messende Frequenz das Tor, und man zählt die Impulse des Taktgenerators. Mit dem Taschen- rechner kann man dann die Zeit in eine Frequenz umrechnen. Statt eines Taschenrechners läßt sich auch ein Computer verwen- den. Der vorgestellte Zähler arbeitet mit einem Einchipmikrorechner (EMR) UB 8820. Auch die Typen [[8 8821, UB 8840 und UB 8841 können verwendet werden. 'Diese EMR haben intern 124 byte RAM, 2 Zeitgeber und 4 Tore mit je 8 byte zur Ein- und Ausgabe von Daten. Ein EPROM als Programmspeicher läßt sich davon unabhängig anschließen. Tabelle 3 .4,.Jbar, des Programms zur Zählersreuerung Speicherbereich  Programmteil OOC-036 Steuerregister einstellen 036-06E Zählersteuerung 06E-07C Zählerstaiod einlesen 07D-083 Multiplikation 084-101 Division 101-ISC gebrochenen Teil behandeln I5D-183 Ausgabe des Ergebnisses 184-lCD lnterruptroulinen 1F0-1F9 Tabelle der Segmentcodes 8000 01840000 01870080 018A0000 80310016 8010: 00 80 06 El 00 60 15 40 00 90 10 80 65 70 01 60 8020: 00 50 OD 40 00 30 03 20 00 10 10 31 70 181 70 20 1030: 00 11 72 20 72 14 FA 06 lE 30 31 00 80 02 10 01 8040:10183070 46018006 04009080 0478E456 8050: 01 70 46 04 40 OB 05 46 07 80 78 06 30 00 AB 03 8060: 56 DA 01 [6 09 52 44 08 05 06 10 31  88 CO 88 00 8070: 80 30 60 98 00 30 90 58 EG 30 80 48 00 06 13. BODO: 06 14 77 06 15 CO au io 60 10 80 12 60 18 CO 8090: 10 CO 11 CO 12 CO 13 CO 14 CO 15 EH 09 04 09 12 8040: 14 08 11 14 07 10 04 07 CO 10 CO 11 CO 12 CO 33 BODO: CO 14 CO 15 00 19 50 07 50 08 60 09 CO 04 A4 04 BOCD: 10781708 0044051.1 75100805 44061278 8000: 09 24 06 12 34 05 11 34 04 10 00 12 44 40 DA 12 BOED: 99 40 09 12 88 40 08 12 77 40 07 10 15 10 14 10 8000: 13 10 12 10 11 10 10 04 05 08 El 56 00 00 42 07 8100;[8588008 80008000 [0]04404 107B17EB 8110: DC 44 05 11 78 10 08 05 44 06 12 78. 09 24 06 12 8120: 3405 11 14 04 IDEE 10 17101600 10121001 8130:10100406 EU 100016 00170008 000000 OD 8140:80005003 036456 [6 08680327 04030364 8150: 56 06 80 68 03 27 04 30 40 54 [9 04 09 SC 08 E6 8160;1518[610 05E61E76 52776808 E6 10 01 50 8170: 07 06 JE 37 80 EE 43 ES [6 08 20 05 00 10 00 10 8180: 88 02 56 00 CO ER 03 06 01 CO 06 11 06 E3 ES 00 1190:0016 El CO 0913 E6 12 01311002 42035452 8140: 00 08 03 47 05 80 20 15 31 00 06 01 CO 00 11 ES 8160: DC 80 00 34 20 04 80 20 07 80 20 00 46 00 10 75 8100: 06 06 00 18 [6 08 00 [0 10 01 [5 00 02 80 6C 04 8100:20052005 20051105 00 05 11 05 09051105 8100: 00 05 11 05 64 DA 00 10 AB FF EF 00 00 [0 El [0 8100: 7F 06 58 4E 66 60 70 07 70 60 77 70 PF FF FE [0 2.  Arbeitsweise des Zählers Der Zähler besteht aus 2 Teilerketten zu je 24 bit (Bild 1). 16 bit werden durch 4 x DL 393 gezählt. Die restlichen 8 bit werden softwaremäßig realisiert, wobei das 8. bit als Überlauf behandelt wird. Nach dem Rücksetzen aller DL 193 durch den START-Im- puls schaltet der 1. Impuls der zu messenden Frequenz den Zäh- ler ein. Beide Teilerketten arbeiten so lange, bis bei der 1. ein Überlauf auftritt. Daraufhin sendet der EMR das STOP-Signal. Der nächste Impuls der Meßfrequenz beendet das Zählen (Bild 2). Nun werden die Zählerstände der DL 193 nacheinander abgefragt, indem die dazwischen liegenden Zähler auf Laden ge- schaltet werden (Bild 3). Ausgewertet wird nach der Formel / Taktgenerator 1 Zöhlerkette 11  1 f x - fQ 4 . 0 f1  Meßfrequenz, 4   - Quarzfrequenz, 4, Z0 - Zählerstände. M na suflfl fx ------  Zählerkelle 2 Meßfrequenz Bild 1 Übersichtsschaltplan des Steuerlogik  Mikrorechner  7- Segment - Anzege  Zählen START   LJ STOP ENDE Zäht-Impulse MeOzeit Programm-  -. ablauf  1 Zählung starten und zählen Bild 2 1 Ergebnis berechnen 1   Zeitablauf eines Zählzy- 1  1 klus Dl  2? 02.1 0174 1 Pl 474 D2 U58*40 014  0535 (U2716( Di .41 EPROM 1   01 10 Dl EMRI   .41 42 .42 03 n~I 15 03 43 Al 1 04 04 44 44 05 14/ 2 3 05 45 AS 05 46 16 07 33 23 48 49 UflE 5 9 49 iL_0..12V S7ART _________________ Cl RESET GWD CO PRO U00 f 1 47" (TAL 63 Ucc 04074 DL000 64' LCD 61 Rot :E R3  Rio P31 P20 8' 100 L2T 0 1 2 p34 P20 2_::I E __________ 14 - P22 2 P31 6 2 P00 P03 -6J DSDL193 07  DL193 L_03 DL 13 _Dll CT2 1 T02 1 T7ICT WD9 " 1! Cl il P68 Pol P22 2 5 8 ‚l i 49 Pe4 41 Bild) Slromlaufplan des Zäh- lers (die Widerstände an VT9...VT15 heißen  E/  /c R1l.,.R17 und sind alle 2,4k) Das Ergebnis wird in eine Dezimalzahl umgerechnet und ange- zeigt. Dazu verwendet man eine 7stellige LED-Anzeige. Das Verfahren hat den Vorteil, daß jede Frequenz im Bereich von 1 Hz bis 25 MHz ohne Umschalten mit einer Genauigkeit von 6 Stellen angezeigt werden kann. Die letzte Stelle der Anzeige wird zur Darstellung des Mel3bereichs benutzt. M bedeutet MHz, H bedeutet Hz. Wenn keine Impulse anliegen, erscheint ein U (Überlauf). Zur Steuerung des Zählers wurde das Programm in der Assem- blersprache des EMR entwickelt. Tabelle 1 zeigt seinen Aufbau. In Tabelle 2 wird das vollständige Programm als Hex-Dump dar- gestellt. 3.  Schaltungsaufbau Insgesamt werden iÄ 10 benötigt, die auf einer doppelseitigen Leiterplatte von 95 mm><120 mm Platz finden (Bild 4 und Bild 5). Als Programmspeicher können die EPROM U 555 C oder U 2736 C verwendet werden. Die Programmlänge beträgt nur 512 byte. Der U 555 C hat allrdings den Nachteil, daß 3 un- terschiedliche Versorgungsspannungen benötigt werden. Beim U 2716 C vereinfacht sich die Stromversorgung, da man mit 5V auskommt. Wenn die Schaltung mit Standard-TFL aufgebaut wird, nimmt sie etwa 1 A auf, Mit LS-Tl'L verringert sich die Stromaufnahme auf etwa 400 mA, was leider immer noch zuviel für Batteriebetrieb ist. Den größten Anteil (180 mA) beansprucht der EMR. Er nimmt im Betrieb eine relativ hohe Temperatur an. Der Schaltungsaufbau insgesamt ist unkritisch. Allerdings muß die Stromversorgung gegen Störimpulse gut abgeblockt werden. Dazu werden Keramikkondensatoren von 10 nE direkt auf die 114 1   Eiiteil (rechts) 03.3 P171] VT . VT15 8' 55 215 Stromversorgungsanschlüsse der 10 gelötet (s. Bestückungsplan Bild 6). Die RESET-Taste wird nur bei eventuellen Abstürzen des EMR benötigt. Sie kann.im allgemeinen entfallen. Der Eingang f des Zählers kann nur TTL-Signale verarbeiten. Auf eine Darstellung eines Triggers, der beliebige Signale flL- gerecht umformt, wurde bewußt verzichtet. Da jeder Trigger seine Vor- und Nachteile hat, muß sich der Anwender aus den reichlich vorhandenen Veröffentlichungen zu dieser Thematik den Trigger heraussuchen, der seinen Anforderungen am besten entspricht. (Anmerkung der Herausgeber: in der 4. Lieferung der Schal- tungssammlung ist auf Blatt 3-1 und Blatt 3-2 ein Vorverstärker für digitale Zähler beschrieben!) 4.  Ziffernanzeige Die Ziffernanzeige arbeitet im Multiplexbetrieb. Der EMR über- nimmt dabei die gesamte Steuerung und Dekodierung, so daß man außer den Treibertransistoren keine weiteren Rauelemente benötigt. Der interne Zeitgeber löst alle 2 ms einen Interrupt aus. Dabei wird das nächste Digit der Anzeige angesteuert (Tor 1), und für Tor 2 wird ein neues bit-Muster bereitgestellt. Als Lichtemitteranzeigen sind VQB 17, VQB 27, VQJ3 37 und VQE 23 geeignet (gemeinsame Katoden). Im Mustergerät wurde eine alte Tasehenrechneranzeige eingesetzt. Die 7. Stehe der An- zeige kann auch durch 3 LED ersetzt werden: MHz - Seg- ment A, kHz - Segment G und Überlauf - Segment D. Sowohl Stellen als auch Segmente erhalten einen H-Impuls, wenn sie angesteuert werden. Damit besteht auch die Möglich- keit, durch einen entsprechenden Anschluß der Treiber Anzei- gen mit gemeinsamen Anoden zu verwenden. SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik   Universalzähler mit U 882/U 884 (Blatt 2)  5-2 D G P 1   0 Q 0 0 000OØ0  ______ 0-00- ':J<c'o :: _ 1,000 o6 0-40- ..00iL _____   0-4 .._00000öp 6 00004000 ! s 0000 000_0000y00 000011_00 00000 0000 000 0000,  —t 11i 00o4000_0o0d000 -  B1RZL Bild 4 Leiterseite der Leiterplatte des Zählers nach Bild 3 0  00   4 —0 $ To qo   SS°  0 r   r 0- 4   °/? ° _ '0  3 EMR-ZB Bild 5 Bestückungsseite der Leiterplatte D5  193 ED6  193 D7  193 Ion 08  192 D9  193 Ion 193 DIG 193 all 0B161 •. 193 VT  T8 E B  R3  RID 1 03 ::J icJ !J02   074j 1On 3 ri bo  oott   cl R2 - 120 Bild 6 Bestückungsplan der Leiterplatte Da die Gefahr besteht, daß bei einem Aussteigen des Rechners die Anzeige auf einer Stelle stehenbleibt, darf der maximale Strom je Segment 20 mA nicht wesentlich überschreiten, um eine Zerstörung der Anzeige zu verhindern. Anpassung an andere Quarzfrequenzen Als Schwingquarz wurde ein Fernsteuerquarz von 26,8 MHz ein- gesetzt (kleine Ausführung). Diese Frequenz ist fest im Pro- gramm des EMR vereinbart. Wenn man eine andere Frequenz benutzen möchte, müssen die betreffenden Zellen im EPROM geändert werden. Vorher muß man die Frequenz in eine Hezade- zimalzahl umwandeln. Dafür gibt es einen einfachen Algorith- mus (Tabelle 3). Zunächst wird dieXrenz durch 2geteilt. Da- mit berücksichtigt man D2.1. Das Ergebnis wird durch 16 dividiert. Vom Resultat werden die Stellen vor dem Komma für die  abgetrennt. -D - ie Stelle hinter dem Komma, wieder mit 16 multipliziert, ereben den Rest. Dieses Verfahren wird 6mal wiederholt. Die 6 Reste, von hinten nach äIn gelesen, iigben die Frequenz als Hexadezimalzahl (im Beispiel ØCC77C0H). Die ersten beiden Stellen kommen in Zelle 07FH des Programms, die mittleren in 0821-1 und die letz- ten beiden Stellen nach 08511. Bei der Auswahl eines Quarzes ist zu beachten, daß die zu mes- sende Frequenz nicht höher sein kann als das Doppelte der Takt- frequenz des EMR. Die untere Grenze liegt bei 4 MHz. Dann muß man D2.1 umgehen und kann Frequenzen bis 8MHz mes- sen- 6.  Inbetriebnahme Nach Bestücken und Sichtkontrolle der Leiterplatte wird die Stromaufnahme kontrolliert Sie darf bei LS-ITL 500 mA nicht übersteigen. Dann kann die Anzeige angeschlossen werden. Bei einem ordnungsgemäßen Aufbau erscheint in der 7. Stelle ein U. Wenn die Anzeige dunkel bleibt, sollte man die Schaltung in fol- genden Schritten kontrollieren: Schwingt der Taktgenerator? - Sendet der EMR Adressenimpulse aus? - Liefert der EPROM Daten? - Arbeiten die Treiber? Dabei leistet ein Oszillograf gute Dienste. Wenn das U erscheint, verbindet man den Eingang f mit dem Ausgang von D2.1- Nun muß die halbe Quarzfrequenz auf der. Anzeige erscheinen. In Tabelle 3 Rechenalgori thmus bei Veränderung der Quarzf requenz Ganzer Teil Gebrochener Teil Rest Hex Faktor Kontrolle 13 400 000 837500 0 0 0 1 0 52 343 0,75 12 C 16 192 3271 0,4375 7 7 256 1792 204 0,4375 7 7 4096 28672 12 0,75 12 C 65535 786432 0 0.75 12 C 1048576 +12582912 13400000 diesem Fall ist die Schaltung in Ordnung. Andernfalls steckt ein Fehler in den Zählern oder in der Steuerlogik. Wenn eine falsche Frequenz erscheint, kann das allerdings auch daran liegen, daß sich bei der Umrechnung ein Fehler eingeschlichen hat. Um den Zähler zu eichen, muß er mit einer genau bekannten Frequenz getestet werden. Dazu eignet sich die Zeilenfrequenz des DDR-Fernsehens. Sie beträgt genau 15625 Hz und wird bei Testbildern durch eine Atomuhr stabilisiert. Eichen kann man durch einen Trimmkondensator in Reihe mit dem Quarz oder rein digital durch geringfügiges Verändern der im EPROM gespeicherten Quarzfrequenz. 7. Anwendungen Für den Einsatz des Zählers gibt es unterschiedliche Möglichkei- ten. Denkbar ist der Einbau in ein taschenrechaerähnliches Ge- häuse, wobei das Netzteil im Netzstecker untergebracht wird. Man erhält ein handliches Meßgerät, das auch mit einer Prüf- spitze ausgerüstet werden kann. Eine andere Anwendung ist der Einbau in einen Oszillografen, wobei der Eingang des Zählers mit dem Ausgang des Triggers verbunden wird. So kann man außer der Kurvenform auch stän- dig die Frequenz beobachten. Günstig ist dabei, daß wegen der automatischen Meßbereichsumschaltung keine zusätzlichen Be- dienelemente benötigt werden. Literatur [1] W. Bennewi tzi H, Podszuwei i , Programmierung von Einchipmi- krorechnern, Berlin 1985. 12] H. Ki eser/M. Bänke!, Einchipmikrorechner, Berlin 1986. SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung - 1989  Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Anschluß eines Schreibwerks an den U-880--Rechner  6-1 (Blatt 1) 1.  Vorüberlegungen zum lkuckeranschluß Während für Mikrorechner mit leistungsfähigem Betriebssystem, wie CPM, sowohl Schaltungsvorschläge als auch Programme zur Textverarbeitung oder zur Arbeit mit Hochsprachen, z. B. BA- SIC, zur Verfügung stehen, mangelt es oft an Möglichkeiten zum Ausdrucken von Texten. Falls es für Amateure überhaupt mög- lich ist, handelsübliche Drucker zu erwerben, übersteigen die Kosten dafür dann oft die des Rechners. Für eine ausreichende Nutzung des 8-bit-Kleincomputers muß aber wenigstens ein Textdruck und für ein 16-bit-Gerät möglichst noch grafischer Druck verfügbar sein. Wer den teilweisen oder vollständigen Selbstbau eines kleinen Computers plant, sollte sich vorher einen kurzen Überblick über die Probleme des Druckeranschlusses verschaffen. Die optimale Lösung ist der Anschluß eines Druckers K 6313 oder K 6314 des VEB Büromasclünenwcrk Sömmerda. Diese Drucker sind handlich, leise und auf Standard-Interfaces moder- ner Kleincomputer (seriell: V.24 oder parallel: CENTRONICS) einstellbar. Leider waren sie zum Manuskriptzeitpunkt noch schwer beschaffbar. Der Typ K 6311 hat ähnliche mechanische Eigenschaften, kann aber keine Grafik verarbeiten. Zum Kauf eines Druckers dieser Typen sollte man sich aber noch genauer informieren. Einige Typen des K 6311 oder K 6312 (speziell mit V24-Interface) gestatten die Ansteuerung einzelner Nadeln. Dieser Einzelnadelmodus reicht aber noch nicht aus, um Grafikbefehle der meisten Kleincomputer zu ver- arbeiten. Man kann aber mit Hochsprachen oder eigener Soft- ware bestimmte Darstellungen drucken. Leider sind aber nun wieder unterschiedliche Varianten der Software vorhanden. Im Drucker ist ein eigener Rechner mit 5 EPROM-Bausteinen ent- halten, die Interface und Steuerkommandos bestimmen. Die Va- riantennummer der Software wird im Selbsttestprogramm ausge- druckt. Einige Varianten enthalten den Einzelnadelmodus nicht. Ähnli- ches gilt für den Typ K 6313 oder K 6314. Neben 1<24 oder CENTRONICS existieren auch IFSS und IFSP als Interface, für die jeweils andere Softwarevarianten angeboten werden. Altere Drucker wie dato 1152 oder daro 1156, 1157 sind eventu- ell als Gebrauchtgeräte billiger zu haben, aber man muß mit hö- herem Geräuschpegel, mehr Platzbedarf und nicht so günstigem Interface rechnen. Als Interface sind SIE 1000, IFSS oder IFSP in Anwendung. Für diese Interfaces braucht man meist ein pas- sendes Programm und Hardware, um die Geräte an Kleincompu- ter anzupassen. Ähnliches gilt für den Anschluß einer elektronischen Schreibma- schine, wie 5 600/. Diese Schreibmaschine hat einen Koppelsteckverbinder, der alle vorn Systenn K 1520 her bekannten Signale (s. vorherige Liefe- rungen der Schaltungssammlung) enthält. Dazu gehören Daten- und Adressenbus sowie Steuersignale, IEI, lED. NMI und RE- SET. Man kann das NMI-Signal dazu benutzen, einen externen EPROM-Baustein mit einem entsprechenden Programm zu akti- vieren, der über einen Baustein U 855 das Interface bedient. Man benötigt dazu etwa 10 Schaltkreise und mindestens 2 KByte Programm. Dazu kommt noch der hohe Anschaffungspreis der Maschine. Nachfolgetypen der 5 6001 enthalten ein V-24-Interface und sind damit an Standardschnittstellen von Kleincomputern gut anschließbar. Wer aber auf geringere Anschaffungskosten orientiert und ähnli- chen oder höheren .Arbeitsaufwand nicht scheut, kann noch eine Gerätegeneration zurückgehen und sich ein Schreibwerk eines ORG-Automaten oder eine Bedienschreibmaschine der KRS- Rechner, wie SM 4000, beschaffen. Der Anschaffungspreis ist ge- ring, Geräuschpegel und Platzbedarf sind aber sehr hoch. Bei der Wahl der Schnittstelle des Geräts ist noch folgendes zu bedenken: - Die serielle Schnittstelle hat den Vorteil, bidirektionalen Da- tenverkehr gut zu unterstützen. Man braucht aber spezielle Treiberschaltkreise und Spannungen über 5V. Auch sind Hardware (SI0, CTC) und Software umfangreich. Die Testung der Schaltung erfordert oft Echtzeitbetrieb. Es werden nur we- nige Leitungen benötigt und Entfernungen bis 500 m über- brückt. - Die parallele Schnittstelle gestattet im allgemeinen nur eine Übertragungsrichtung. Hardwaremäßig ist die Schnittstelle zwar oft für Daten und einige Steuersignale bidirektional aus- gerüstet, was aber nur für Rückmeldungen, wie Status u. a., ge- nutzt wird. Sie kommt dafür aber mit TTL-Schaltkreisen und 5 V aus, und die Hardware (P10) ist einfacher aufzubauen und zu program- mieren. Testen kann man im Schrittbetrieb. Benötigt werden bis zu 16 Leitungen bei Entfernungen bis zu 10 m. Es sollen noch kurz die Einschränkungen betrachtet werden, die man bei moderner Textverarbeitung für die einzelnen Geräte be- rücksichtigen muß: K 6313 oder ähnliche: Text und Grafik möglich. Programmier- bar sind mehrere Schriftarten, Zeilenabstand, Hoch-/Tiefschrift, Doppeldruck, Fettdruck und quasigrafische Zeichen. K 6311 oder ähnliche: Außer Grafik ähnliche Eigenschaften. dato 2/56, 1157 oder ähnliche: Keine Grafik (bis auf Ausnah- men, wie spezielle Ausführungen des 1157, die auch Grafik mit spezieller Software zulassen). Andere Schriftarten nur nach Än- derungen der Hardware. Spezielle Steuerzeichen nicht anwend- bar. dato 1152 oder Typenradschreibmaschinen: Keine Grafik, an- dere Zeichensätze nur nach Umbau, keine Quasigrafik. Geringe Druckgeschwindigkeit, aber gute Schriftqualität. Schreibwerk: Keine Grafik, nur eine Schriftart, Zeilenabstände nur manuell, kein Hoch-/Tiefdruck, Doppeldruck nur zeilen- weise. Geringe Geschwindigkeit, gute Schriftqualität. Da die grafischen Funktionen und viele andere Sonderfunktio- nen durch Steuerzeichen ausgelöst werden, die nur Drucker mit einem eigenen Mikrorechner direkt verstehen, muß man diese Steuerzeichen für alle anderen Geräte erst mit Programmen identifizieren und entweder ignorieren oder ersetzen. Für die aufgebaute Lösung wurde eine parallele Schnittstelle ge- wählt. Die Schnittstelle selbst wird später beschrieben. Der praktische Aufbau mit einem Schreibwerk SM 4000 verwen- det die originalen 4 Treiberleiterplatten und 2 zusätzlich aufge- baute Leiterplatten. Die Originalplatten können aber leicht durch andere Schaltungen ersetzt werden, Das Gerät arbeitet ohne großen Wartungsaufwand zuverlässig und erreicht trotz einiger Vereinfachuggen in der Steuerung die angegebenen 10 Zeichen je s. Der Geräuschpegel ist allerdings beträchtlich. Aufbau des Schreibwerks und der zugehörigen Treiber Das Schreibwerk hat 47 Tasten und druckt entsprechend der Seg- mentumschaltung (klein/groß) 92 Zeichen und das Leerzeichen- (ZWR). Dazu kommen die Steuerfunktionen wie Wagenrücklauf (WR), Zeilenschaltung (ZL), Tabulator (TAB) und die Umschal- tung Klein/groß sowie rot/schwarz. Alle Funktionen werden durch 24-V-Magnete mit 400 bis 600 niA Strombedarf ausgelöst und von einem Motor ausgeführt. Alle Anschlüsse zum Schreibwerk werden über 5 Stecker (32po- lig, TGL 3606) geführt. Wenn man die Schreibmaschinentastatur nicht als Eingabetastatur des Rechners benutzen will, sind nur die Stecker A, B, F und T zu beschalten. In Bild 1 sind alle An- schlüsse dieser Stecker angegeben. Die aufzubauende Hardware muß die vom Rechner mit flL-Pe- geln kommenden Signale so weit verstärken, daß 600 mA bei Im- pulsbetrieb abgegeben werden können, Die Magnete zum Zeichendruck sind matrixförmig zu 6 x 8 Knotenpunkten angeordnet (s.Bild 1). Einige Knotenpunkte sind 1 < I I ri  EL - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _- SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner  6-2 (Blatt 2)  - nicht beschaltet. Durch Vorschalten von Dioden werden 6 + 8 Treiberstufen benötigt. In Bild 1 sind die 8 an Masse liegenden Treiber (open-collector) und die 6 an 24V liegenden Treiber (open-emitter) mit den In- nenschaltungen gezeigt. Die 8 open-collector-Stufen mit den Dioden sind auf 2 Leiterplatten (DP) und die 6 open-emitter- Stufen auf einer Leiterplatte (TRP1) untergebracht. Die Steuerfunktionen werden über 9 gesonderte Treiber (TRP2) ausgelöst. Außer den schon genannten Funktionen kann man den Motor über ein eingebautes Relais einschalten (Motor ein) und eine Tastensperre betätigen. Die Tastensperre kann bei Feh- len softwaremäßig den Druck stoppen. Automatisch geschieht das bei Wagenrücklauf und Tabulator. ‚>Motor ein« wird durch 2 Schalter unter dem Tastenfeld gesetzt bzw. rückgesetzt. Das dazu notwendige ‚Flip-Flop ist in Bild 1 mit angegeben. Neben diesen Tasten ist eine Netztaste ange- bracht, die die Stromversorgung einschalten soll. Wenn an die entsprechenden Treibereingänge Impulse mit der Dauer von mindestens 30 ins (WR, ZL, TAB, ZWR, Segment und Zeichen) angelegt und Beruhigungszeiten von mehr als 80 ms - bei TAB entsprechend mehr - eingehalten werden, kann man den Drucker bereits funktionell testen. Bei Wagenrücklauf und Tabulator ist die Beruhigungszeit von der Lauflänge des Wagens abhängig und kann bis 1 s betragen. Um optimal kurze Beruhigungszeiten zu erhalten, kann man dazu und auch für die anderen Funktionen. Endsignale abfra- gen. Wenn 2 Endesignale abgefragt werden müssen, enipfiehlt sich ein kompletter 8-bit-Kanal, der noch weitere Signale aufnehmen kann. Bild 1 zeigt eine günstige Aufteilung des Eingabekanals. WR-END ist ein Kontakt, der vom Wagen bei Erreichen des lin- ken Randes ausgelöst und nach Ausgleich des Überhubs wieder geöffnet wird. Randwarnung ist ein Signal, das etwa 10 Zeichen vor dem rechten Rand ausgelöst wird; »Rechter Rand« aktiviert sich bei Erreichen der rechten Endposition. Die letzten beiden Signale werden durch die Software ausgewertet. Sie ermöglichen eine Worttrennung und vermeiden einen Festlauf am rechten Rand bei unformatiertem Text. Bei allen industriellen Textverar- beitungsprogrammen ist die Zeilenlänge aber schon festgelegt. »Tasten aktiv« ist ein Meldesignal, das bei allen Druckzeichen aktiv wird. Die Auswertung dieses Signals wie auch die Abfrage der Segmentstellung kann auch durch eine Wartezeit ersetzt wer- den. Statt dessen kann die Taste »Gesuch« des Schreibwerks (Stecker F, Anschluß 30) für Sonderzwecke mit eingegeben wer- den. Alle 46 Schreibmaschinentasten sind ebenfalls abfragbar, leider müssen dafür aber 6 weitere Eingabekanäle vorgesehen werden. Dieser Aufwand lohnt sich kaum. Bild. 2 zeigt den Vorschlag für die Anschlußplalte an den Rech- ner. Die Platte läßt sich zur Realisierung eines seriellen oder par- allelen Standardinterfaces erweitern. Die gesamte Schaltung sollte in Etappen aufgebaut und geprüft werden. Dazu wird ein Gerätetestprogramni angegeben, das ohne Abfragen und mit Wartezeiten arbeitet. Im Abschnitt 6. werden Grundelemente des Druckprogramms angegeben. Treiberstufen Bild 1 zeigt die Originalschaltungen der Treiber. Falls die zur Schreibmaschine SM 4000 gehörenden Leiterplatten (Typ STE 22-9160, STE 22-9158 und STE 22-9162) benutzt werden können, ist die Kontaktbelegung aus Bild t zu entnehmen. Falls die Treiber neu aufgebaut werden sollen, empfiehlt sich die Verwendung modernerer Bauelemente. Als Ausgangsstufen können dann die Arrays 8 360 D benutzt werden. Statt des KME3-Schallkreises 63-1151 kann man den Schaltkreis D 492 einsetzen, der allerdings nur für 10V zugelas- sen ist. Die Spannung von —4V entfällt dann. Der an +24V liegende Treiber kann ebenfalls durch B 360 D, 1 Transistor und 1 D 126 als Eingangsstufe ersetzt werden. Die Verwendung der Transistoren So 335 am Ausgang erlaubt noch höhere Sicherheit im Betrieb, weil dann auch bei Stillstand des Rechners ein Dauerstrom durch die Magnete keine Pro- bleme bringt. Wenn dann auch der pnp-Transistor SD 336 für den an +24V liegenden Treiber Verwendet wird, kann der Strombedarf etwas gesenkt werden, und der zwischengeschaltete Transistor entfällt. Für die Leitungsführung beim Aufbau ergeben sich wegen der geringen Frequenz keine besonderen Probleme. In der Schaltung nach Bild 1 werden die Treiber mit D-126-Gat- tern angesteuert. Das zum Einschalten des Motors nötige Flip- Flop läßt sich mit NOR-Gattern DL 002 günstig aufbauen. Die 2 restlichen NOR-Gatter werden zur Negation benutzt, um einmal nur 1 bit für die Groß-/Klein-Umschaltung vorzusehen und an- dererseits die Tastensperre so aufzubauen, daß nach RESET bzw. Initialisierung bei 00 im Register die Tasten gesperrt sind. Für die Dioden auf der Platte DP sind 1-A-Typen (ST 200 o. ä.) zu verwenden. 4.  Reclmerankopplung Da das Schreibwerk ohne Interrupt und Handshake gesteuert wird, sind keine U-855-Bausteine, sondern nur reine Ein-/Aus- gaberegister nötig. Benutzt wurden 05 8282. Die 10-Adressen wurden über einen Dekoder mit DS 8205 gebildet. Aus Gründen der Kompatibilität mit dem K 1520-Bus sind Da- ten- und Adreßbus mit DV 8282 bzw. 05 8286 gepuffert. Die in Bild 2 gezeigte Lesung benutzt die 10-Adressen B9H bis BCH. Durch Negieren weiterer bit des Adreßbusses sind auch andere 10-Adressen wählbar. Die Schaltung nach Bild 2 ist direkt an die CPU U 880 über den K-1520-Bus angeschlossen. Falls diese CPU nicht selbst die Textverarbeitung steuert, muß man noch eine serielle oder paral- lele Schnittstelle zu einem zweiten Rechner vorsehen. Dann muß noch ein Baustein U 855 (P10) oder ein Baustein U 856 (510) ergänzt werden. Da diese Bausteine auch Interrupts verar- beiten sollen, muß der Datenpuffer 05 8282 nicht nur bei IORQ - RD in die Richtung zur CPU geschaltet werden, sondern zum Empfang des Interruptvektors auch bei M! - IORQ und akti- ver IEI/IEO-Belegung (s. dazu z. B. vorherige Lieferung der Schaltungssammlung). Dazu benutzt man die Gattereingänge Y und Z, die in der ersten Ausbaustufe an Masse gelegt sind. Da der Dekoder 05 8205 auch die Adressen A0 und Al und IORQ mit verarbeitet, kann vom gleichen Baustein nicht auch ein LT 855 oder LT 856 mit bedient werden. Es muß Platz für einen weiteren 05 8205 reserviert werden, der dann an den vor- bereiteten Ausgang X angeschlossen wird. Die Erweiterung zur lnterruptsteuerung sollte auch für den Fall mit enthalten sein, bei dem das Textverarbeitungsprogramm und die Schreibwerksteuerung nicht vom gleichen Rechner bedient werden. Diese geringen Mehrkosten sollte man in Kauf nehmen, um später den ganzen 8-bit-Rechner gegebenenfalls an ein 16-bit- System über V24 ankoppeln zu können. Von den 4 Bausteinen 05 8282 zum Schreibwerkanschluß wer- den 3 mit IORQ - WR und einer mit IORQ . RD aktiv. Der letzt- genannte trägt den Eingabebus und wird mit Pull-up-Widerstän- den von 1 bis 4 kQ abgeschlossen. Die Schaltung wird entsprechend der CPU-Leiterplatte entweder im Format 215 mm 175 mm mit Steckern Typ 304-58 TGL 29331 aufgebaut (passend an den im Blatt 6-11 der 4.Lie- ferung der Schaltungssammlung angegebenen Aufbau) oder im Format 95 mm x 175 mm (passend an den Aufbau nach Blatt 6-13 der 4. Lieferung) mit gleichen Steckern. Die Busauslegung und Hinweise zum internen Signalspiel sind ebenfalls in der 4. Lieferung enthalten. Gerätetestprogramm Das kurze Testprogramm nach Tabelle 1 wird nur zur Prüfung der Verdrahtung und als Grundlage des endgültigen Programms benutzt. Zum Test der Anschlußplatte läßt sich die in der 4. Lie- ferung angegebene Schrittschaltung für den U-880-Rechner ver- wenden. Im Testprogramm wird mit Wartezeiten nach jeder Ausgabe an das Schreibwerk gearbeitet. Das Eingabebyte ist nicht ange- schlossen und wird auch nicht getestet. Das zeitliche Verhalten der Eingabedaten wurde im realisierten Fall mit dem Testpunkt- schaltet (Blatt 6-12 der 4. Lieferung) geprüft, indem kurze War- teschleifen mit anschließendem Eingabebefehl und Abspeichern der Eingabe auf Speicherplätzen abgearbeitet wurden. Nach Ab- lauf dieser Echtzeitphase wurde nach dem Eingabebefehl in den Schrittbetrieb gewechselt, wobei im Speicherbefehl der Akkumu- latorinhatt sichtbar wird. Das Testprogramm erfüllt folgende Funktionen: In Programmzeile 7 bis 9 wird die Druckzeichenmatrix stromlos geschaltet. Danach läuft die Wartezeit (WTZ) ab, deren Länge als Zeitparameter im D-Register vorgegeben wird. Alle angegebe- nen Warteschleifen wurden für eine CPU mit 1 MHz Taktfre- quenz benutzt und müssen für 2,5 MHz umgerechnet werden (z. B. statt OCOH dann 6011). In Zeile 16 bis 23 werden nachein- ander alle 8 Funktionen der Platte TRP2 abgearbeitet. Danach wird mit Ausgabe von 01 an beide DP-Platten die 1. Matrixzeile ToIlette 1 Testprogramm zum Druck aller Zeichen in einer festen Reihenfolge. Der Programmstart auf 0B8OH ist willkürlich gewählt ADDR 0BJ-CODE STMT  SOURCE-LINE LD   A,00 OUT   (DF),A OUT   (TRP1),A LD   C,TRP2 LD   D,OCOH   ;ZEITPARAMETER EUER WARTESCHLEIFE CALL   WTZ   ;WARTESCHLEIFE LD   11,08   8 AUSGABEN LD   E,00   ;AUSGABEWERT "INAKTIV" LD   AOl   ERSTER AUSGABEWERT GUT   (TRP2),A LD   D,OCOH   ;ZEITPARAMETER CALL   WTZ GUT   (C),E LD   DOFOH   ;ZEITPARAMETER CALL   WTZ RLC   A DJNZ   TM1   8 RUECKSPRUENGE LD   C,TRPI LD   11,01   H=ZWISCHENSPEICHER F.DP-DATEN/ LD   AH TM2   OUT   (DP),A LD   11,06   ANZAHL AUSG. F. GLEICHEN (H) LD   AOl   ;ANFANGSWERT AN TRPI TM3   OUT   (rRP1),A LD   D,OEOII CALL   WTZ OUT   (C),E   INAKTIV SETZEN LD   IXOFEH CALL   w-rZ RLC   A DJNZ   TM3   6MAL RIJECKSPRUNG LD   A,H   NEUEN AUSGABEWERT AN PF ERZEU- GEN RLC   A LD   HA JR   NC,TM2 LD   A,3011   ;WR UND ZL GUT   (TRP2).A LD   D.OIOH   LANGE WARTEZEIT CALL   wrz LD   A.04   KLEINBUCHSTABEN OUT   (TRP2),A LD   D,0C0H CALL   w-rz JR   TMO   ALLE WEITEREN ZEILEN KLEIN WTZ:  PUSH DE  ;WARTESCHLEIFE,D ZEITPARAMETER LD E,00 WTX:  INC E JR NZ,WTX INC 1) JR NT,WTX Pop DE RET LD BC,67H  ;UMLADEPROGRÄMM LD DE,OCOOII LD IIL,0B80U WIR END >OOBB   00001 >0089   00002 >OOBA   00003 *0000   00004 *0000   00005 *0810   00006 *0010   3800   00007 •0B12   D3BA   00008 *0884   1)3118   00009 *0086   OEB9   00010 *0881   16C0   00011 *OBIA CDDCOB* 00012 *0B81J   0608   00013 *OBSF   1EOO   00014 *OB9l   3801   00015 *0993   P3119   00016 *0095   16C0   00017 *Q997   CDDCOB*   00018 *0B9A   81)59   00019 •089C   16F0   00020 *0B9E CDDCOB* 00021 *OBA1   CR07   00022 *09A3   10811   00023 *OBA5   08138   00024 *OBA7   2601   00025 *OBA9   7C   00026 *OJ3AA D3BA 00027 *OBAC 0606   00028 *OBAE 3E01   00029 D3BB   00030 *0952   1680   00031 *09114   CDDCOB*   00032 *0957   ED5Q   00033 *0959   I6FE   00034 *OBBB CDDCOB* 00035 *OBBE CBO7   00036 *08C0   10811   00037 *OBC2   7C   00038 *09C3   CR07   00039 *OBCS   67   00040 *0BC6   3082   00041 *0BCa   3830   00042 * OB CA   1)359   00043 *OBCC   1680   00044 *QBCE CDDCOB* 00045 *OBD1   31104   00046 *0BD3 D3B9 00047 *0BD5   16C0   00048 *OBD7 CDDCOB* 00049 18C13   00050 * OB DC   00051 *0BDC 1)5   00052 *OBDD 1EOO   00053 * OB PF   IC   00054 *OBEO   20F0   00055 *OBE2   14   00056 *QBE3   2OFA   00057 *0B115   Dl   00058 * OB 86   C9   00059 *OBE7   00060 *011E7   016700   00061 *OBEA 11000C 00062 * 013 El)   218008   00063 *OBFO   81)110   00064 *OBF2   00065 *0582   00066 TRP1: EQU  GBBH  ADRESSE TREIBERPLI TRP2: EQU  0B95  ADRESSE TREIBERPL.SONDERFUNKT DP:  EQU  OBAH  ADRESSE DIODENPLAYFE ORG 01180  H TEST: TM1 TMO: SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Lieferung  1989 Kapitel 6 -Mikroprozessortechnik Blatt 6-3 Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 3) selektiert und mit 01, 02...80H auf TRP1 eine Zeichenreihe der Matrix (6 Zeichen) ausgedruckt Nicht voll belegte Zeilen ent- AST- ß: 0  Zahl fur  Zahl für  Zeichen  Inhalt halten nur 5 Zeichen (Bild 1). Anschließend folgt der gleiche Vorgang für die nächste Zeile. Man erhält damit alle Zeichen für das Segment »Großbuchstaben«. 2811 7  + B7H In Zeile 46/47 wird auf Kleinbuchstaben umgeschaltet und ein 2C11 21)11 1  3  4 1  3  s B4H 8511 Wagenrücklauf mit Zeilenschaltung eingefügt. Die dabei angege- 291 •l  3  s 8611 bene Warteschleife gilt nicht für den Rücklauf über die volle 2FH 0  2  0  / 20H Länge des Wagens. 3011 1  2  0  0 AOH Durch den Rücksprung (Zeile 50) werden alle Kleinbuchstaben - gedruckt. Für einen Dauertest und zum Test des Geräuschpegels kann man laufend Kleinbuchstaben drucken. - Zur Optimierung der Warteschleifen kann das Programm vom PROM-Bereich in den RAM-Bereich umgeladen werden (Vor- 911 3  1  9 8111 Schläge der Aufteilung des Speichers s. 4. Lieferung). Dazu kann 3A11 0  0  6 0611 das Programm in Zeile 61 mit Haltepunkt bei 0BFOH gestartet 3811 0  2  1 21H werden. 3CR 1  0  3  < 8311 Nach Abarbeiten des Testprogramms sind alle Druckzeichen der 3D11 0  2  3  = 2311 Reihe nach auf dem Papier. Fehlende bzw. doppelte Zeichen las- 3E11 1  0  5  > 8511 sen auf Verdrahtungsfehler schließen. Die Reihenfolge der Zeichen ergibt eine Zuordnung zu den aus- gesendeten Vektoren an DP bzw. TRPI. Günstig ist es, auf 4lH 4  A 41H Adresse OBAAH einen Testpunkt zu setzen. Nach Verlassen des Testpunkts werden dann jeweils die 6 (oder 5) Zeichen einer Zeile der Tastenmatrix nach Bild 1 ausgedruckt. Dabei kann im 4711 0  4  7  0 4711 Schrittbetrieb die gerade an DP ausgegebene bit-Kombination 4811 0  5  0  11 SOH abgelesen werden. Der auf diese Weise gewonnene Ausdruck aller Zeichen wird zur Korrektur der Tabelle zur Verschlüsselung der an DP und TRP2 auszugebenden Bytes benutzt. Die Verschlüsselung der ASCII- 41711 5011 0  5  7  0 0  1  0  P 5711 1011 Zeichen in die Ausgabebytes wird noch erläutert. 6.  Programm zum Druck von Zeichen 571! 0  1  7  W 1711 aus einem Zeichenpuffer 0  0  1  X 01H . Das eigentliche Programm zum Druck der In einem Zeichenpuf- fer abgelegten Zeichen im ASCII-Kode muß folgende Aufgaben 5811 5CR 0  0  3   1 0  3  2 0311 3211 erfüllen: 5D11 0  0  5   1 0511 -Den Textpuffer baut man entweder als Ringpuffer auf, der 5E11 1  0  Ü 861-1 nach etwa 80% des Inhalts wieder nachgeladen wird, oder als 51711 0  3  0  - 3011 Zellenpuffer, der sich nach jedem Wagenrücklauf/Zeilenwech- 6011 1  3  2   t 8211 sel neu lädt. 6111 1  4  1  a CM -Die aus dem Textpuffer entnommenen Zeichen im ASCII- Kode werden über eine Kodiertabelle in die Ausgabebytes an DP und TRP2 umgewandelt. Die Tabelle sollte für jedes 6711 1  4  7 g C71-I druckbare Zeichen nur 3 Byte enthalten. 6811 1  4  0  h DOH -Der jeweilige Zustand des Segments Groß/Klein bzw. Rot! Schwarz sowie der Tastensperre wird in einem Statusbyte ab- gelegt oder immer neu abgefragt. - -Das Zeichen im Puffer wird auf Funktionen abgefragt, die 691 1  5  7  o D711 über TRP2 gesteuert und ausgeführt werden (z. B. OAH, ODH 7011 l 1  0   - 9011 oder 1EH). Auch ESCAPE-Sequenzen, Textende und andere Steuerzeichen werden abgefragt und ausgeführt. 7711 3  1  7  w 9711 Tabelle 2  Kodieriabelle 7811 1  0  3  x 8211 3911 1  0  0  y 1011 ASCII-  Groß: 0  Zahl für  Zahl für  Zeichen  Inhalt 7A11 1  0  2  z 1211 Zeichen  Klein: 1  TRP1  DP  (HEX) 7811 0  0  3   1 0311 7CR 1  0  4 8411 2111  0  3  6  3611 7D11 0  0  5   1 0511 2211  0  2  2 «  2211 7ER 1  0  6  - 1611 2311  0  3  3  *  3311 7FH 1  7  7 (nicht druckbar) FF11 2411  1  3  3  0  8311 2511  0  2  4  4  2411 Das auszudruckende Zeichen  (211-l1 bis 71711) stellt die Tabellenadresse 26H  0  2  5  &  2511 dar. Der Tabellenwert von einem Byte wird durch das Unterprogramm 278  0  3  5  '  3511 TRANS in die Ausgabevektoren an DP und TRP umgewandelt. Die AS- 28H  0  2  6   (  2611 CIl-Zeichen 71111, 7D11, 7ER sind ah geschweifte Klammer bzw. -in den 2911  0  2  7   )   27H Lettern nicht enthalten und wurden willkürlich belegt. 71711 und 2011 sind 2AH  0  3  7   *   3711 nicht druckbar, <6 3 45' 06 828? 058282 für 'FA 119 _ B1 l Ergänzungen 1 2 _____________-0 L1 A6 AS le   A2  82 17  405   _ 2443   93 2 3 3 4 117 ne 0L? 44   404 4 lis L4 5 45  '5  493 - 5 6 14 L5 _ 6  4  402 _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 6 7 _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 3 oLt iiz:i4, 13  491 7 8 1 2 -o  L7 Aß  98 12  498 06 8205 11 ff 3 A2 058282 2   Al t 1; 114 9H x e 1   AB D58282 1 11 118 m 19  /I All  Bi : 2 I I ? 042 JLQRa.._J_42 628   IIORO r: sI 043 83 17 -- 4 ______ I1L I'i4 -  44 16  'RD 6 -fl _____ _______ _ 45  85 St _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 113 12 __ x s 46   9' 7 ____ 11 0 47 747   87 13   1 Isa   Ell AB  iie   12 05828? -8 ‚ 79 1 18 - 05 8?8 217 15 04 9 - 3 15 Dl I8   422   '1 4 D 83  43 5 14 03 5   84  44   3 6 13 z s 34 15 B5   AS_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 7 12 9 -.- 77 6 - 8  7 _ 8282 95  48 f 1 4  8 19 Y Z -- DI R  ______________ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 3 YI 4 1? 5 Im 0L004   :17 ] ' - OL 000 6 x 8 1? - p y7 11 0L032  OLO1O - Falls es sich um druckbare Zeichen handelt, wird auf Groß- oder Kleinbuchstaben abgefragt, im Status nachgesehen und im Bedarfsfall vor dem Druck umgeschaltet. - Für jede über TRP2 ausgeführte Funktion existiert ein Unter- programm mit der entsprechenden Wartezeit oder Abfrage. Das Programm wird je nach den geforderten Steuerzeichen und der Behandlung der Randwarnung anders ausgeführt sein. Eine genaue Angabe des gesamten Inhalts hat daher keinen Sinn. Günstig ist die Verwendung eines vorhandenen Druckertreibers mit Auswertung aller Steuerzeichen und der Pufferverwaltung, der durch die speziellen Funktionen erweitert wird. Was nicht in üblichen Druckertreibem enthalten ist, betrifft die Usnkodierung in Ausgabebytes. Tabelle 2 gibt dazu ein Beispiel. Um jedem ASCII-Zeichen nur 1 Tabellenbyte zuzuordnen, wer- den die Ausgabevektoren als Zahlen verschlüsselt. Für Ausgaben an Dl' und TRP2 sind das Zahlen von 0 bis 7, für TRP1 Zahlen von 0 bis 5.-bit 7 zeigt Groß-/Kleinbuchstaben an, Tabelle 2 ist selbstverständlich an die Verdrahtung nach Bild 1 gebunden und kann entsprechend den Ergebnissen des Testprogramms korri- giert werden. Das Auswerteprogramm des Tabelleninhalts hat dann folgende Slju ktur: - Adresse des Tabellenanfangs und ASCII-Zeichen (Steuerzei- chen schon ausgesondert) werden addiert, und der Inhalt die- ser Adresse ist der verschlüsselte Ausgabewert. - bit 7 prüfen und aus Status (im RAM abgelegte vorherige Aus- gabe) ersehen, ob Segmentumschaltung nötig ist oder nicht. - bit 0 bis 3 aus Tabellenbyte ausblenden, in A laden und in ein Unterprogramm TRANS springen. Bild 2 Anschlußschaltung des Schreibwerks an den K-1520-Bus über XSI. XS3 ist mit dem Schreibwerk (Bild 1) verbunden. An X. Y, Z sowie ADO bis AD5, Ml, IORQ, RD und weiteren Signalleitun- gen werden Schaltkreise für serielles oder paralleles Interface an- geschlossen (alle Widerstände etwa 1 kO). - bit 4 bis 6 aus Tabellenbyte ausblenden, in A laden, 4mal nach rechts verschieben und in UP TRANS springen. Das Unterprogramm TRANS enthält eine Schleife, in der A um 1 verringert und gleichzeitig im Register B eine 1 eingeschoben bzw. nach links geschoben wird. Bei A = 0 enthält II dann 01, bei A = 7 enthält B dann 8011. Der Inhalt von 13 kann an DI' oder TRP1 ausgegeben werden. Nach jedem Druck muß eine Wartezeit oder für WR und RW die Abfrage des Quittungssignals folgen. Danach müssen die Ausgabekanäle DP und TRP1 wieder auf 00 gestellt werden. Die Ausgabe an TRP2 enthält die aus dem Status entnommenen Daten (groß/klein und rot/schwarz) und die Funktionen WR, TAB ZWR und ZL. Die Statusfunktionen werden durch AND und OR aus dem Statusbyte überblendet. Bei Erreichen des rechten Randes müssen ZL und WR ausgelöst werden. Diese Programmteile rügt man dort in den Druckertreiber ein, wo die Ausgabe an den Drucker beginnt. Bei günstigem Aufbau der Tabelle werden ohne weitere Arbeit alle nicht druckbaren Zeichen (ESCAPE-Sequenzen usw.) durch Ansteuerung eines nicht existierenden Knotenpunkts der Matrix unterdrückt. t SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessorteehnik Der Einchipmikrorechner U 881 (Blatt 1) 1989 1 Blatt 6-4 1.  Einleitung Mit dem ständig wachsenden Angebot an Mikroprozessoren aus der DDR-Produktion stehen in zunehmendem Maße auch Ein- thipmikrorechner (EMR) für Amateure zur Verfügung. Der Einchipmikrorechner stellt ein vollständiges Mikrorechner- System dar, das auf einem Chip integriert ist. Es enthält außer der Zentralen Verarbeitungseinheit (CPU) einen Schreib-/Lese- speicher (RAM), einen Festwertspeicher (ROM, je nach Ausfüh- mng) sowie zusätzliche Ein-/Ausgabetore. Außerdem besteht die Möglichkeit, diese internen Baugruppen durch externe zu ergän- zen, so daß der EMR durch eine flexible Architektur gekenn- zeichnet ist. Dementsprechend gibt es viele Anwendungsmöglichkeiten für den EMR, so daß nur wenige Beispiele genannt werden können: -Haushaltgeräte, -. Kfz-Elektronik, - Fernsprech- und Telexeinrichtungen, - Meßwertverarbeitung, - industrielle Steuerungen, — Steuerrechner in Geräten (z. B. Tanksäulen, Kopiergerät usw.). Folgende Typvarianten eines EMR sind im Angebot: U8810 EMR, 2 KByte maskenprogrammierbarer ROM, 40poli- ges Gehäuse; U 8811 desgleichen mit power down option; U 8820 EMR-Entwicklungsversion. 2 KByte externer ROM, 64poliges Gehäuse; (J8821 desgleichen mit power down option; U 8830 EMR wie U 8810, mit 2 KByte TINY-BASIC, 40poliges Gehäuse; U8831 desgleichen mit power down Option; U 8840 EMR-Entwicklungsversion, 4 KByte externer ROM, 64potiges GehäUse; U8841 desgleichen mit power down option; U8850 EMR wie U 8810. mit 4 KByte internem ROM, 40poli- ges Gehäuse; U 8851 desgleichen mit power down option; (18860 EMR wie (18810, jedoch ohne internen. ROM, 40potiges Gehäuse; U 8861 desgleichen mit power down Option; U 8870 EMR wie U 8850, jedoch ohne internen ROM, 40poliges Gehäuse; (1 8871 desgleichen mit power down option. Hardware des Einchipmtkroreclmers In Bild 1 ist der schematische Aufbau des EMR U 881 darge- stellt. Im U 881 sind folgende zusätzliche Baugruppen integriert: - Taktgenerator. 124 Byte RAM, - 2 KByte maskenprogrammierter ROM, - 2 Zähler-/Zeitgeberkanäle, — 4 8-bit-Tore, - 1 serieller asynchroner Sender/Empfänger (UART), — Jnterruptsteuerlogik. Der (1 881 ist ein flexibler Einchipmikrorechner, der softwarege- steuert viele unterschiedliche Speicher- und Ein-/Ausgabekonfi- gurationen annehmen kann. Die 2 Grenzfälle dieses Spektrums sind: - Ein-/Ausgabe-intensiver EMR, -. speicherintensiver EMR. Diese Fähigkeiten sind durch den im Multiplex betriebenen Adreß-/Datenbus und mit den auf Ein-/Ausgabe orientierten Forts erreicht worden. 2.1. Speicheraufteilung Der U 881 kann 64 KByte Programm- bzw. 62 KByte Datenspei- cher adressieren. 2.1.1. Programmspeicher Bild 2 zeigt die Programmspeichereinteilung. Um den externen Programmspeicher adressieren zu können, muß Port 1 auf die Ausgabe des im Muttiplexbetrieb arbeitenden Daten-/Adreßbus und Port 0 auf die Ausgabe der Adressen (A8 bis All oder A8 bis Als) programmiert werden. Die ersten 12 Byte des Programmspeichers sind für die Inter- -J  I u,Itfl-.ltJ flJT  IN x qIai  - FORT 3  Steue,.ek  Externer 65535 L ROM oder RAM  RAM  2948 UAR7    298 4W Zähler / VFLAGS PLr0m;E   rner 247   294? ROH   odressie-bar   2R Byte  _ _ _ _ _  _ _ _ _ _ _ _ _ I L Zeitgeber Register Zeiger Programmspexche  Datenspeicher Inlerupt - L   rl21 1  1   Bild 2 Pmgrammspeichereinteilung des (1 881 sleuerung   grommzl& PORT 2  .   1 88 Ein-/Ausgabe Sit - programn,erba  Adreu - oder Ein-/Aus-  AdreIl/ Daten oder Ein-/ gabt- pragrarnrn.erbar  .Qtsgcsbe (Halbby te )  By l-p o gram m ie rbar Bild 1 Übersichtsschaltplan des Einchipmikrorechners (1 881 ruptvektoren vorgesehen. Sie enthalten die 16-bit-Vektoren, die mit den 6 möglichen lnterrupts (IRQ 0 bis IRQ 5) korrespondie- ren. Beim U 881 wird grundsätzlich zuerst das höherwertige und dann das niederwertige Byte einer 16-bit-Adresse gespeichert. Ein Rücksetzen des 2MR zwingt den Prozessor auf die erste aus- führbare Programmspeicherstelle pCH (121)). 2.1.2. Datenspeicher Der Datenspeicher des U 881 läßt sich auf 62 KByte erweitern, da die unteren 2 KByte im internen RAM liegen und nicht ex- tern adressiert werden können. Ebenfalls sind erst Port 0 und Port 1 entsprechend zu programmieren, bevor auf den Daten- speicher zugegriffen werden kann. Der Ausgang »Datenspeicherauswahl« (Data Memory Select, M) kann benutzt werden, um zwischen Daten- und Programm- speicher zu unterscheiden. 15M ist nur während LDE- und LDE1-Befehlen und Befehlen mit externem Stackzugriff (CALL, PUSH, POP, RET und IRET) aktiv. Der interne RAM-Bereich wird als Registersatz verwendet und gliedert sich wie folgt: Adresse  Kurz- bezeichnung 255  Stackpointer bit 0 bis bit 7  SPL 254  Stackpointer bit 8 bis bit 15  SPH 253  Registerpointer  RP 252  Programm Control Flugs  FLAGS 251  Interrnptmaskenregister  IMR 250  Interrnptanforderuogsregister  IRQ 249  Internsptprioritätsregister  IPR 248  Port 0/1 Betriebsartenregister  POIM 247  Port 3 Betriebsartenregister  P3M 246  Port 2 Betriebsartenregister  P2M 245  Zeitgeber 0 Vorteiler  PREO 244  Zeitgeber/Zähler 0  TO 243  Zeitgeber 1 Vorteiler  PREI 242  Zeitgeber/Zähler 1  Ti 241  Zeitgeber Betriebsartenregister  TMR 240  Serielle Ein-/Ausgabe  510 239 nicht vorhanden 128 127 Mehrzweckregister 4 3  Port  P3 2  Port  P2 1  Port  Pl 0  Port  P0 Die Ein-/Ausgabeports und Steuerregister werden mit den glei- chen Befehlen gelesen und geschrieben wie die Mehrzweckregi- ster. Der Stack kann entweder in den internen Registern oder im ex- ternen Datenspeicher liegen und wird durch die Programmie- rung eines bits im Register R248 vorgenommpn. 2.2. Anschlußbelegung des Einchipmikrorechners Bild 3 und Bild 4 zeigen die Anschlußbelegung der Einchipmi- krorechner U 881 und U 882. Die Anschlüsse P00 bis P07. P10 bis P17, P20 bis P27 sowie P30 bis P37 sind ITL-kompatible Ein-/Ausgabeleitungen. Sie sind den Forts 0 bis 3 zugeordnet. -  -Adreß - Strobe (Ausgang, aktiv low) Adreß-Strobe gibt nur Impulse bei Operationsholezyklen aus internem und externem Speicher sowie bei externem Daten- transfer-. Die Adressen aller externen Programm-oder Daten- transporte sind während der Rückflanke von AS gültig. Es muß beachtet werden, daß Z— S am Beginn jedes Maschinenzy- klus aktiv ist. Durch die Programmierung könnep AS, Port 0 Fort 1, US und R/W in den hochohmigen Zustand versetzt werden. 0881 r1 U682 - —UCC 1  54 LJcc 1 40  P36 P31 2 63 XT XTAL2 2 39  P31 P27 3 62 >(rAL1 XTAL1 3 38  P27 P26 4 61 P37 P37 4 37  P26 P25 5 50 P18' p3Ø 5 36  P25 P24 5 59 6 35  P24 P23 7 58 R/W RIW 7 34  P23 P22 8 57 DS 8 33  P22 P21 9 55 Ä Ä 9 32  P21 P20 10 55 P35 P35 10 31  p28 P33 11 54 P32 I3ND 11 30  P33 P34 12 53 P29 P32 -- 12 29  P34 P17 13 52 P91 P00' 13 28  P17 P16 14 51 P22 P91 14 27  p15 P15 15 50 p93 P92 15 26  P15 P14 15 49 P94 P93 15 25  P14 P13 17 48 OND PO4 17- 24  P13 P12 18 47 P95 P25 18 23  P12 P11 19 46 P25 P29 19 22  P11 P10' 20 45 P27 P27 20 21  P10' 07 21 44 40< 05 22 43 ~W D5 23 42 XLI< Bild 04 24 41 08 Anschlußbelegung des   .42 25  40 4 1881 41 26 39 01 42 27 38 02 43 28 37 03 44 29 36' All AS 30 35 Alt Bild 4 AS 31 34 49 Anschlußbelegung des 47 32 33 48 U 882 -  -Data-Strobe (Ausgang, aktiv low) Dieser Ausgang wird für jeden Speicherzugriff einmal akti- viert. Während eines Schreibzyklus liefert der U 881 die gülti- gen Daten an Port 1, während  aktiv ist. Bei einem Lesezy- klus werden Daten an Port 1 eingelesen, während DS aktiv ist. Wenn der U 881 nicht für externe Speicher konfiguriert ist, wirkt D-9 als Befehlssynchronsignal und wird während der Taktperiode, die dem Opcodtholen vorausgeht, auf low gezo- gen.  - -R/W -Reod/Write (Ausgang, aktiv low) R/W ist aktiv, wenn der U 881 auf den externen Programm- oder Datenspeicher schreibt, und bleibt für alle anderen Zy- klen inaktiv. XTALI, XTAL2 (Takteingang und -ausgang) Diese Anschlüsse verbinden einen Serienresonanzquarz (ma- ximal 8MHz), ein LC-, RC-Netzwerk oder einen externen Einphasentakt mit dem Taktgenerator und dem Puffer auf dem Chip. Der (1 881-Takt muß bei der Nutzung des »power down«-Be- triebs extern erzeugt und über XTAL1 zugeführt werden. XTAL2 wird mit der Stützspannung verbunden, die den Regi- stersatz und die Resetiogik während des Spannungsausfalls versorgt. -RESET -Reset (Eingang, aktiv mw) RESET initialisiert den EMR. Wenn RESET inaktiv wird, be- ginnt der U 881 die Programmausführung vom internen Pro- grammspeicherplatz OCH (12D). RESET wirkt als Schutz des Registersatzes und der Rücksetzlogik während des Span- nungsab- und Spannungszuschaltens (power-down-Betrieb). RESET wird auch benutzt, um den U 881 in den Testbetrieb zu zwingen. Dieser Betrieb wird erreicht, wenn die Spannung am Reseteingang auf eine größere Spannung als Ucc Anwächst. Der U 882 ist eine Entwicklungsversion des U 881, die es er- laubt, den Code für den internen ROM des U 881 zu entwickeln. Der U 882 ist zum U 881 bis auf die folgenden Besonderheiten identisch: -der interne ROM ist nicht vorhanden, die Adrell- und Datenleitungen des ROM sind gepuftert und über Anschlüsse herausgeführt, -die Steuerleitungen für den neuen Speicher wurden hinzuge- fügt. Bild 4 zeigt die Anschlußbelegung des U882.  - Die Funktionen der Ein-/Ausgabeports, AS, DS, RJW, XTALI, XTAL2 und RESET sind mit dem U 881 identisch. Die restli- chen 24 Anschlüsse haben nachstehende Bedeutung. SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Der Einchipmikrorechner U 881 (Blatt 2) 1989 1 Blatt 6-5 AOO bis All Programmsp«icheradressen (Ausgänge) A00 bis All adressieren die ersten 2 KByte des Programmspei- chers. DO bis D7 Daten des Programmspeicher: (Eingänge) Die Daten der ersten 2 KByte Programmspeicher werden über die Anschlüsse DO bis D7 eingelesen. MDS Programmspeicher-Daten-Stroh« (Ausgang. aktiv Iow) MDS ist aktiv, wenn aus den ersten 2 KByte Programmspeicher ein Opcode geholt wird. SYNCßefehlssync (Ausgang, aktiv Iow) SYNC ist ein Strobeausgang, der eine Taktperiode vor dem Op- codeholen aktiv wird. SCLK Systemtakt (Ausgang) SCLK ist der gepufferte Systemtaktausgang. Er entspricht genau der Hälfte der Quarzfrequenz. lACK lnterruptacknowledge (Ausgang, aktiv high) lACK wird während des Interruptmaschinenzyklus aktiv, wenn ein Interrupt ausgelöst wurde. 2.3.  Zeitverhalten des U 881 Das Zeitverhalten des EMR setzt sich aus Grundtakten zusam- men (Maschinenzyklen M. Zeitzustände T, und Taktperioden). Aus ihnen werden folgende verschiedenen Timings zusammen- gesetzt: - Befehispipelining, - Befehlszyklus, - Ein-/Ausgabe und externe Speicher, - Interruptzyklus, - Resetverhalten. Beim Befehlspipelining werden Befehlshole- und Ausführungs- zyklus überlappt. Das bedeutet, daß 'während der Ausführung eines Befehls schon der nächste Opcode geholt wird. Das Be- fehispipetining muß bei der Berechnung der effektiven Ausfüh- rungszeiten eines Programms berücksichtigt werden. Weitere Ausführungen zu den obengenannten Punkten und die Taktdiagramme sind in [1] und [ 21 nachzulesen. 2.4. Zähler und Zeitgeber Der EMR enthält 2 programmierbare 8-bit-Zähler/Zeitgeber ('170 und TI), die durch je einen eigenen einstellbaren 6-bit-Vorteiler (PREO und PREI) getrieben werden. Der T0-Vorteiler ist an den internen Takt angeschlossen, während der T1-Vorteiler auch mit einem externen Takt versorgt werden kann. Beide Zähler/Zeitgeber können unabhängig von der Befehlsabar- beitung des Prozessors arbeiten, so daß das Programm von zeit- kritischen Operationen, wie Ereigniszählung oder Zeitmessun- gen, befreit wird. 23. Ein-/Ausgabeports Die Gestaltung der Ports des EMR ist variabel; sie lassen sich durch die Register PO1M, P2M und P3M entsprechend program- mieren. Durch geeignete Programmierung können an den Forts Adressen, Daten, Zustandssignale sowie serielle und parallele Ein-/Ausgabezustände mit oder ohne Quittung erzeugt werden. Port 1 kann als ein Byteein-/ausgabeport mit und ohne Quittung oder als Adreß-/Datenport für einen externen Speicher program- miert werden. Die Quittungsleitungen werden durch die Pro- grammierung von Port 3 zur Verfügung gestellt. Fort 0 läßt sich als Halbbyte-Ein-/Ausgabeport oder als Adreß- ausgabeport (AS bis All oder A8 bis AlS) für die Adressierung externer Speicher programmieren-  - Die bits des Port 2 können im Register P2 (R246) einzeln auf Ein- oder Ausgabe programmiert werden. Die Leitungen von Port 3 lassen sich mit dem Register P3M (R247) als Ein-/Ausgänge, Zustandssignale, serielle Ein-/Aus- gabe (P30 und P37) oder als Quittungssignale der Ports 0 bis 2 programmieren. Dabei sind P30 bis P33 als Eingänge und P34 bis P37 als Ausgänge festgelegt. Die 4 Eingänge P30 und P33 sind interruptfähig und können die Interruptanforderungen IRQO bis IRQ3 auslösen. 26. Serielle Ein-/Ausgabe Die Leitungen P30 und P37 können als serielle Ein-/Ausgabelei- tungen für voll-duplex seriellen asynöhronen Empfangs-/Sende- betrieb programmiert werden. Die bit-Rate wird durch den Zäh- ler/Zeitgeber T0 gesteuert und liefert eine maximale Datenrate vpn 62,5 Kbit/s. Um die allgemein üblichen Datenkommunika- lionsbitraten zu erreichen, wird die Verwendung eines Quarz mit 7,3728 MHz Resonanzfrequenz am U 881-Takteingang empfoh- len. Beim Senden und Empfangen werden grundsätzlich 8 bit (mit oder ohne Parität) übertragen. Beim Senden werden automatisch 1 Start-bit und 2 Stopp-bits angefügt. Eine Interruptanforderung (IRQ3) wird jedesmal erzeugt, wenn ein Zeichen in den Empfangspuffer übertragen wurde. Der Emp- fänger ist trotz der doppelten Pufferung nicht vor Überschreiben geschützt. Ein gesendetes Zeichen erzeugt ebenfalls eine Inter- ruptanforderung (IRQ4), und wie der Empfangspuffer kann auch der Sendepuffer überschrieben werden. 2.7. lnterrupt Der U 881 erlaubt 6 unterschiedliche Interrupts von 8 Quellen: - 4 PortleitungAn (P30 bis P33), - serieller Eingang, - serieller Ausgang, - 2 Zähler/Zeitgeber. Diese lnterrupts können maskiert und priorisiert werden, indem man das Interruptanforderungsregister IMR (11251) und das In- terrupt-Prioritätenregister IPR (R249) benutzt. Alte 11-881-lnterrupts sind vektorisiert. Wenn ein lnterrupt ein- trifft, gebt die Steuerung zu einer Serviceroutine über, die, ange- zeigt durch die spezifischen Programmspeicherplätze (0 bis OCH), für diesen lnterrupt reserviert wurde. Gewährt der Rech- ner die Interruptanforderung, werden im nachfolgenden Inter- ruptmaschinenzyklus alle folgenden Interrupts unwirksam ge- macht sowie der Programmzähler und die Flags gerettet. Gleichzeitig wird zu der Adresse gesprungen, die der Vektorplatz für den Interrupt enthält. Möglichkeiten der Realisierung des externen Speichers In Abschnitt 2.1. wurde der grundsätzliche Aufbau der Speicher- bereiche des EMR beschrieben. Um einen Speicherbereich am EMR zu realisieren, ist es not- wendig, in Abhängigkeit von der benötigten Speichergröße eine Adreßdekodierung vorzusehen und, wenn nötig, den Zeitmulti- plex des Adreß-/Datenbusses aufzuheben. 3.1. Adreßdekodierung - Eine besondere Eigenschaft des U 881 kann man benutzen, um die Anzahl der Ein-/Ausgabekanäle, die zur Ausgabe von Adres- sen bestimmt sind, für mittlere Speicheranwendungen zu mini- Tabelle 1 Ädreßdekodierungjbr ‚niedere Speichergröj3en Tabelle 1 stellt dar, wie der 4- bis 6-KByte-Adrellraum ohne ein — 13. Adreß-bit benutzt werden kann. Die Adrßleitungen AO bis Programm-  Daten-  Adresse  All  /V, R//W All reichen aus, uni den internen 0- bis 2-KByte-Raum zu speicher-  speicher-  Fort adresse  adresse  0 und t adressieren, wobei All immer »low« und ES und R/W inaktiv sind. A0 bis All sind erforderlich, um den 2- bis 4-KByte'Be- 0 ... 2047  -  0..2047  L  inaktiv reich zu adressieren, wobei ES und R!W nun aktiviert werden. 2048.4095  2048.4095  2048.4095  H  aktiv Für den 4-bis 6-KByte-Bereich ist All wieder »low« (wie im 0- 4096. ‚.6143  4096,6143  0. ‚.2047  L  aktiv bis 2-KByte-Bereich). Die Bereiche können jedoch an 1-land der Steuersignale unterschieden werden. Tabelle 2  Zuordnung der Speicherbereiche zu den Dekoderaresgängen des Der 6- bis 8-KByte-Bereich kann nicht vom 2- bis 4-KByte-Be- P58205 reich unterschieden werden, da in beiden Fällen die Steuerlei- Programm-  Dath-  Adresse  Y tungen ES und R/W aktiv sind und All »high« ist. speicher-  speicher-  Port Die Realisierung des obengenannten Prinzips ist in Bild 5 darge- adresse  adresse  0 und 1 stellt,  Der  Speicherbereich  wird  durch  den  Dekoderschalt- kreis DS 8205 in 8 Blöcke zu je 1 KByte aufgeteilt. -  4096.5119  0.1023  VO Tabelle 2 zeigt die Zuordnung der 8 Speicherbereiche zu den -   5120-.6143  1024.. .2047  Yl Dekoderausgängen und die zur Programmierung notwendigen -  2048.307!  2048.3072  Y2 -  3072 .4095  3072 . 4095  )3 Speicheradressen.  Der  Programmspeicherbereich  von  0 -bis 4096.5119  -   0- 1023  Y4 2 KByte wurde nicht genutzt, da dieser Bereich, je nach EMR- 5120.6143  -  1024.2047  Y5 Typ, auch vorn internen ROM belegt sein kann. 2048-3071  -  2048. ‚.3071  Y6 Die Dauer der Chip-Select-Zeit Ihr den Lesezyklus wird durch 3072.. .4095  -   3072 . ‚.4095  Y7 das Steuersignal ES bestimmt und beträgt bei 8MHz etwa 375 na (3 Takte zu je 125 na). Das ist für einige Anwendungen zu mieren. Dieses Merkmal erlaubt dem Anwender, Speicher bis zu schnell und kann durch 2 Maßnahmen verlängert werden: 10 KByte mit nur 12 Adrel3leitungen (zuzüglich der Steuerlei- 1. Der EMR kann im Register PO1M (R248) auf den erweiterten tungen EM, ES, IR/W) zu adressieren. Speicherzugriff programmiert werden. Damit werden 2 zu- Üblicherweise würden 12 Adreßleitungen plus T5S1 nur 4 KByte sätzliche Takte (zu je 125 ns) in das Ein-/Ausgabetiming auf- in beiden Bereichen (Daten- und Programmspeicher) adressieren genommen. (in Wirklichkeit nur 6 KByte, da die ersten 2 KByte des Daten- 2. Benutzt man zur Dekodierung nicht das Steuersignal ES, speichers nicht adressierbar sind). Dennoch läßt sich durch eines sondern wie in Bild 5 dargestellt, das negierte Steuersignal der Signale ES oder R/W ein 13. Adreß-bit erzeugen. Dadurch ÄS, verlängert sich die Chip-Select-Zeit um 1 Takt, da das werden, wenn der Anwendungsfall zwischen 4 und 6 KByte Pro- Chip-Select-Signal früher freigegeben wird. grammspeicher (oder 2 bis 4 KByte Datenspeicher) es erfordert, Für sehr langsame Peripheriegeräte können auch beide Möglich- nur Port 1 und das niedere Halbbyte von Port 0 zur Adreßbereit- keiten kombiniert werden. stellung benötigt. Wird diese Eigenschaft nicht genutzt, so muß Da das Steuersignal EM in die Dekodierung mit einbezogen auch das höherwertige Halbbyte von Port 0 als Adreßausgabe wurde, ist zu beachten, daß sich der Datenspeicherbereich nicht verwendet werden, als Programmspeicher verwenden läßt. • m x 4 E i -1 1w „4—   2 tz ‚°  °'jr LOI Cr 1 -o 1 an-  4 r .9 0 5"   1 9 In >-  >- UI '0  0 1 1 4mo  I Grl  f5I iLsil ‚   4I 0 44  Es i[ In so" .4-. 21 I+ so -'   ' n-ln   al1sIo_ hIl   t  n-  a n,  a  wn.  o- aH .oIt   e1 2 1  1 -a s .4, SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt \ jfty   Kapitel 6 - Mikroprozessortechnilc \   Der Einchipmilcrorechner U 881 (Blatt 3) 3.2. Demultiplexierung des Adreß-/Datenbusses Für die meisten Speicher und für die U-880-Systemelemente müssen die Daten und Adressen beim Schreibykltii gleichzeitig anliegen. Das ist beim U 881 nicht der Fall, da über Port 1 das niederwertige Adreßbyte und das Datenbyte im Zeitmultiplex ausgegeben werden. Für den Anschluß externer Speicher an den EMR ist es nötig, den Zcitmultiptex des Adreß-/Datenbus aufzulösen. Zuerst wei- den am Port die Adressen ausgegeben, und durch die Aktivie- rung von AS wird angezeigt, daß die Adressen gültig sind. Als nächstes werden die Daten über Port 1 ausgegeben und ebenfalls durch US gekennzeichnet. Die Adressen müssen in einem Zwi- schenspeicher so lange gespeichert werden, bis DS inaktiv wird. Bild 6 und Bild 7 zeigen 2 Möglichkeiten der schaltungstechni- sehen Realisierung. EPROMs werden so angeschlossen, wie es in Bild 7 zu sehen ist. Für die statischen CMOS-Speicher U 224 ist das Demultiplexen nicht nötig, da sie ein anderes Zeitverhalten aufweisen und die Adressen selbständig abspeichern. Sie können aber auch als Er- satz für den (1 214 in fertigen Schaltungen verwendet werden. 4.  Realisierung einer Schnittstelle zum Einchipmikrorechner 4.1. Einleitung Sehr häufig besteht die Notwendigkeit, den EMR an andere Rechner (Masterrechner) zu koppeln. Für diese Kopplung beste- hen 3 Möglichkeiten: 1. parallele Kopplung, 2. serielle Kopplung, 3. Kopplung über einen gemeinsamen Speicherbereich. Die serielle Kopplung hat Vorteile, da nur wenige Leitungen be- nötigt werden und da die serielle Schnittstelle vom Einchipmi- krorechner unterstützt wird. 4.2.  Serielle Schnittstelle des Einchipmikrorechners Der EMR U 881 enthält 2 interne Zähler-/zeitgeberkanäle, TO und Ti, von denen TO als serielle asynchrone Schnittstelle pro- grammiert werden kann (P30 seriell In, P37 seriell Out). Die Baud-Rate ist durch die Software zwischen 110 und 62500 Baud einstellbar, und die Daten werden mit folgendem Format über- tragen: gesendete Daten SP SP D7 D6 05 04 D3 D2 Dl DO ST   Stopp-  Start-   bits   8 Datenbus   bit empfangene Daten  SP 07 D6 D5 D4 D3 02 Dl 00 ST Ein lnterrupt wird erzeugt, wenn ein Zeichen empfangen (IRQ3) bzw. gesendet (IRQ4) wurde. Das Sende-/Empfangsregister ist nicht vor Überschreiben gesichert. 43. Datentransfer Masterrechner -. Einchipmllcrorechner im folgenden wird als Beispiel ein Programm vorgestellt, das den Datentransfer zum EMR realisiert. Dabei wird vorausgesetzt, daß an den EMR ein externer Speicher angeschlossen wurde. Ebenfalls muß der EMR entsprechend initialisiert werden, d.h., die Register PO1M, IPR, P3M, IMR, lIlO, TMR, TO und PREO muß man je nach Anwendung programmieren. Um eine möglichst universelle Übertragung vom Masterrechner (U 880) zum Einchipmikrorechner zu gewährleisten, wurde tot- gendes Format für den Datentransfer zum EMR vereinbart: 1. Byte: High-Teil der Zieladresse im EMR, 2. Byte: Low-Teil der Zieladresse im EMR, 3. Byte: High-Teil der Länge des Datenblocks, 4. Byte: Low-Teil der Länge des Datenblocks, folgende Byte: Datenblock, Dieses Format hat den Nachteil, daß 3 Byte mehr übertragen werden als bei einem Format mit einem Kennbyte. Der Vorteil besteht jedoch darin, daß ohne eine Programmänderung im EMR auf jede Speicherstelle im externen RAM ein beliebig lan- ger Datenblock geschrieben werden kann. Ablauf: lltQ  3  --. Sprung zur Adresse im Registerpaar 7811 (in- itialisiert auf IRQ3 1) lRQ3l  - R7AH aus der StO laden (Startadresse) RRS mit Adresse von 111Q32 laden IRET IRQ32  - R7BH aus der SlO laden (Startadresse) RRS mit Adresse von 1RQ33 laden IRET 1RQ33 R7CH aus der 510 laden (Länge) RRS mit Adresse von lRQ34 laden IRET IRQ34  - R7DII aus der 510 laden (Länge) RRS mit Adresse von 1RQ35 laden 4x die Länge decrernentieren, da Start- adresse und Länge schon empfangen wurden IREI 1RQ35 R7E11 aus der 510 laden Byte aus R7EJi auf Startadresse im RAM la- den EI Startadresse incrementieren Länge decrementieren IRE r, wenn nicht 0 IRQ3E _---. RR8 mit Adresse von IRQ31 laden Test auf Adresse 160011 (Übergabe der Maß- aufgabe) Kennzeichnen des Datenuansfers Um eine einfache und schnelle Übertragung der Daten in den EMR und eine exakte Verarbeitung laut Protokoll zu gewährlei- sten, wird die ISR 3 durch ein Registerpaar (R 7911, R 7A11) »ge- zeigen«. In dieses Register wird die jeweils aktuelle Startadresse eingetragen und dann von der Interruptserviceroutine 3 aufgeru- fen. Tabelle 3 zeigt das Maschinenprogramm zu diesem Pro- grammablauf. Um zu sichern, daß kein Datenbyte verloren geht, muß die Inter- ruptpriorisierung sorgfältig vorgenommen werden- Die Zeit zwi- schen 2 Interruptanforderungen (IRQ 3) beträgt bei einer Baud- Rate von 62500 Baud 0,16 ms. Bei einer Interruptanforderung höher als IRQ 3 priorisierten Interruptanforderung muß gewähr- leistet sein, daß diese innerhalb von 0,16ms beendet wird. An- dernfalls sollte die Baud-Rate verringert werden. 4.4.  Serielle Schnittstelle des Masterrechners Tabelle 4 zeigt das Transferprogramm, das für den Masterrech- ner (U 880) zum Senden benötigt wird. Die serielle Schnittstelle wird im Masterrechner durch einen PIO-Port erzeugt. Die Daten werden mit einer Baud-Rate von 62500 Baud am Daten-bit 0 des entsprechenden Ports erzeugt. Dieses Programm ist auf eine Taktfrequenz von 3,5 MHz eingestellt und muß bei der Verwen- dung von anderen Rechnern in der Pausenschleife entsprechend korrigiert werden. Bei der Marke ANF wird der zum EMR gesendete Datensatz ab- gelegt. Die Zieladresse und die Länge werden hier in U-881-No- tation (High-, Lowbyte) abgelegt. Die Bytes für die Längenan- gabe werden im Programm entsprechend umgetauscht. Tabelle 3 Empfangsprogramm des EMR CO2C C9  420  RET CO2D 0608  430 M2  LD  3,8 IRQ3; PUSH RP CO2F P5  440  PUSH AF SR8' 4t7011 C030 AF  450  XOR  A C031 D39F  460  OUT  (ADAT),A JP @RR8 IRQ31: 113 Rio, SIG zl. BYTE C033 Fi  470  POP  AF CLR R8 C034 CD4ACO  480  CALL M5 C037 D39F  490 M3  OtJT  (ADAT),A LO R9, LO lRQ32 POP RP C039 OF  500  RRCA CO3A 00  510  NOP IRET CO3B 00  520  NOP 1RQ32: LO R1 i, SIO 2. BYTE CO3C 00  530  NOP CLR R8 CO3D 00  540  NOP LD R9, LO 1RQ33 i'or gp CO3E 00  550  NOP CO3F 00  560  NOP IRET C040 IOFS  570  DJNZ M3 1RQ33: LD R12, 810 3. BYTE C042 3E01  580  LD  A,i CLR R8 C044 D39F  590  OUT  (ADAT),A LD R9, LO 1RQ34 C046 CD4ACO  600  CALL M5 POP RP C049 Co  610  RET IRET C04A 00  620 M5  NOP 1RQ34: LD R13, 810 4. BYTE C04B 00  630  NOP CLR R8 C04C 00  640  NOP LD R9, LO 1RQ34 C04D 00  650  NOP DECW RR12 4)< decremenhieren, da Startadr. und C04E 00  660  NOP DECW RR12 Länge schon empfangen C04F C9  670  RET DECW RR12 C100  680  ORO  ANF DF,C\' RR12 C100  1600  690  DEFB  #l6,0  ;Zieladr. POP RP C102  OOIA  700  DEFB 0,26  ;Laenge IRET C104 0707  710  DEFB 7,7  dt u. n 1RQ35: LO R14, sio C106 0000  720  DEFB 0,0  Fehler u. Mode LOB ©RR1O,R14 Daten in RAM ablegen C108  99  730  DEFB %10011001  ;Messtellen High El C109  99  740  DEFB %10021001  ;Messtellen Low INCW RRIO C10A 01122334  750  DEFB  4t01,*12,#23,*34,*40,402, DECW RR12 JR NZ,IRQ3E1 4424 Clii  00010203  760  DEFB 0.1,2,3  ;Referenzknnst C115  00010203  770  DEFB 0,1,2,3  Anfang C119  00010203  780  DEFB 0,1,2,3  Abstand Übertragung ist fertig; gegebenenfalls kennzeichnen! C11D  790  END IRQ3EI: POP RP IRET 5.  Verzeichnis der verwendeten Abkürzungen CTC  Zähler-/Zeitgeberschaltkreis EMR  Einchipmikrorechner EPROM  löschbarer programmierbarer ROM IRQ  Interruptanforderung ISR  lnterruptserviceroutine Tabelle 4 Sendeprogramm des U 880 MPS  Mikroprozessorsystem R  Register C100 100 ANF EQU *C100 RAM  Schreib-/Lesespeicher 009F 110 ADAT EQU *9F ROM  Nur-Lesespeicher OODF 120 ACON EQU *DF SIO  Sende-/Empfangsregister des EMR C102 130 ANZ EQU ANF--2 C000 140 ORG c000 TI  interner Zähler/Zeitgeber des EMR C000 ES 150 PUSH HL C001 »5 160 PUSH DE C002 C5 170 PUSH BC Literatur C003 3ECF  180 LD A,#CF C005 »31W 190 OUT (ACON),A  ;BITBETRIEB [1] Zilog-Dokumentation. Z8-Microcomputer-Preliminary Tech- 0007 3E02  200 LD A,2 nical Manual. C009  1331317  210 OUT (ACON),A [2] W. Bennewitz/H. Podszuweü. Programmierung von Einchipmi- COOB 3n07  220 LD A,7 krorechnern. Reihe Automatisierungstechnik, Berlin 1985. COOD D3DF 230 OUT (ACON),A  DI   . 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CO23 23 340 INC HL CO24 1B 350 DEC DE CO25 7A 360 LD A,D CO26 33 370 OR Ii CO27 20F4  380 JR NZ,Ml CO29 Cl 390 POP BC CO2A Dl 400 POP DE CO2B El 410 pop HL SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik International kompatibler Kleinrechner (Blatt 1) 1989 1 Blatt 6-7 1. Einleitung In unserer Zeit ist die Entwicklung der Mikroprozessortechnik bereits soweit fortgeschritten, daß es kaum Schwierigkeiten be- reitet, auf der Grundlage vielfach vorhandener Schaltungskon- zeptionen ein Mikroprozessorsystem aufzubauen. Das gilt im be- sonderen Maße für den in der DDR als U 880 bekannten internationalen Typ Z 80. Seit einiger Zeit werden auch kom- plette Rechnerkonzeptionen vorgestellt, die nicht nur über CPU, RAM, ROM und 1/0-11ardware vertilgen, sondern ebenfalls die für einen eigenständigen Rechner notwendigen Kommunika- tionskomponenten wie Tastatur, mindestens alphanumerische Bildschirmausgabe und Massenspeicher (meist Magnetband) enthalten. Sieht man einmal von der dabei benötigten, noch recht aufwendigen und umfangreichen Hardware ab, so haben diese Konzepte einen entscheidenden Nachteil - sie sind weder untereinander noch gegenüber einem industriellen Typ software- kompatibel. Wie sich in den vergangenen Jahren zeigte, liegen aber selbst im Kleincomputerbereich die Softwarekosten weit über den An- schaffungskosten für die entsprechende Hardware. Ausgehend von diesen Tatsachen wurde das dargelegte Konzept eines Einplatinenrechners entwickelt. Der zur Zeit der Manu- skriptfassung im sozialistischen Wirtschaftsgebiet wohl verbrei- tetste international bekannte Kleinrechner war der ZX SPEC- TRUM der Firma Sinelair. Auf Grund der äußerst umfangrei- chen vorhandenen Software für diesen Typ wurde ein Rechner entwickelt, der zu diesem einerseits ollständig softwarekompati- bei ist, andererseits aber ausschließlich mit Bauelementen aus der DDR aufgebaut werden kann. Ein weiteres entscheidendes Merkmal ist, daß für den kompletten Rechner einschließlich Ta- statur, Bildschirm, Magnetband- und Soundinterface nur etwa 20 Schaltkreise benötigt werden! Im Abschnitt 7. werden er- probte Möglichkeiten einer sinnvollen Erweiterung des Konzepts vorgestellt, die die Leistungsfähigkeit noch über die des ZX SPECTRUM hinaus erhöhen. Abschnitt 3. zeigt Möglichkeiten zur Synchronisation zwischen CPU- und Bildschimtzugriff auf den RAM ohne zeitliche Priorisierung einer Komponente, bei deren Nutzung sich die effektive Rechengeschwindigkeit gegen- über dem Originabechner trotz gleicher Taktfrequenz der CPU um 20% erhöht. Schließlich wird in Abschnitt 5. eine mehrfach erprobte Variante mit minimalem Hardwareaufwand vorgestellt. 2. Rechnerkonzept Der Rechner besteht in der Grundvariante aus 64 KByte dynami- schem RAM und 16 KByte El'ROM, wobei der EPROM dem RAM-Bereich von 000011 bis 3FFF14 überlagert werden kann. Ein weiterer Teil des RAM, der Bereich zwischen 4000H und 57FFH wirkt als Bildwiederholspeicher. Da dieser Bereich zum Adressengebiet der CPU gehört, ist eine Synchronisation zwi- schen diesen beiden Komponenlen notwendig. Die Synchronisationsart stellt ein wesentliches Leistungsmrk- mal des Rechners dar. weswegen im folgenden Abschnitt njeh- rere Varianten unterschiedlicher Leistungsfähigkeit vorgestellt werden, obwohl der in diesem Beitrag beschriebene Rechner nur die einfachste Variante nutzt. Die Bildschirmauflösung beträgt 256 x 192 Pixel. Jedes Pixel kann unabhängig angesteuert werden. Die Ein-/Ausgabegeräte Tastatur, Magnettonband und Lautspre- cher werden alle über die Adresse FEH entsprechend im Ein- bzw. Ausgabemode angesteuert. Dadurch kann der Hardwareauf- wand sehr gering gehalten werden. Auf die Möglichkeit der Attributsüberlagei-ung (»Farbbytes«, Blinken, doppelte Helligkeit), wie sie im ZX SPECTRUM vor- handen ist, wurde verzichtet. Einerseits würde die Einbeziehung dieser Möglichkeit den Hardwareaufwand beträchtlich erhöhen, andererseits ist der Informationsgewinn sehr gering und fällt bei den meisten Nutzprogrammen, wie Textverarbeitung, Datenver- waltung, Kalkulationen usw., nahezu vollständig weg. In jedem Fall sind jedoch die Programme vollständig lauffähig. CPU-Bildschirmzugriffssteuerung Der Bildwiederholspeicher ist ein Teil des Arbeitsspeichers der CPU. Es besteht also die Aufgabe, die Zugriffe von CPU und Bildschirm auf diesen Speicher so zu organisieren, daß keine Überschneidungen in der zeitlichen Nutzung des RAM entste- hen. Bei einfachen Lösungen kann das durch Priorisierung der CPU geschehen. Dadurch entstehen aber bei jeder Speicherope- ration der CPU Störungen auf dem Bildschirm. Das ist bei einem graphischen Bildspeicher, auf den die CPU bei Graphikprogram- men u. ä. ständig zugreifen muß, indiskutabel. Im vorgestellten Rechner wurde der Bildschirmzugriff priorisiert, Für die gesamte Zeit des Bildaufbaus wird die CPU über Busrequest angehalten. Dafür werden etwa 40% der Rechenzeit benötigt. Entsprechend der Taktfrequenz von 3,5 MHz ergibt sich eine effektive Taktfre- quenz von etwa 2,1 MHz. Im Vergleich zum ZX SPECTRUM ist er damit, wie Messungen bestätigen, nur um etwa 25% langsa- mer. Der Grund für diese geringe Differenz liegt in der gleich- falls angewendeten Priorisierung des Bildschirmzugriffs (aus 6 Takten werden 4 Takte für den Bildzugriff und nur 2 Takte für die CPU bereitgestellt). Das vorgestellte Konzept bietet zusätzlich die Möglichkeit, den Bildschirmzugriff softwaremäßig abzuschalten. Dadurch ist es möglich, bei z.B. langwierigen BASIC-Programmen die volle Re- chengeschwindigkeit auszunutzen. Des weiteren ist es durch das angewendete Prinzip möglich, die CPU-Taktfrequenz in weiten Grenzen zu variieren. Vom Verfasser wurde, bei Einsatz von ge- nügend schnellen Speichern und einer geeigneten CPU, der Rechnertakt auf den vorhandenen Bildpunkttakt von 7MHz ge- legt. Die effektive Taktfrequenz betrug damit 4,2 MHz. Da diese Variante ohne Einschränkung funktionierte, wird, im Hinblick auf eine künftige bessere Verfügbarkeit entsprechender Bauele- mente, eine entsprechende Schaltung zur einfachen Umschal- tung der CPU-Taktfrequenz mit angegeben. Für interessierte Leser werden noch 2 Synchronisationsmöglich- keiten mit nur geringer bzw. keiner gegenseitigen Beeinflussung zwischen CPU- und Bildzugriff auf den RAM erläutert. Wer schon einige Erfahrungen auf dem Gebiet der Mikroelektronik hat, kann eine entsprechende Schaltung in den vorgestellten Rechner einarbeiten und damit eine Erhöhung der Rechenge- schwindigkeit bis etwa 40% erreichen. Vom Verfasser wurden mehrere derartige Varianten erfolgreich erprobt. Geht man von einer gemeinsamen Taktquelle von 14 MHz aus, kann durch eine 2fache Teilung der Bitdpunkttakt von 7MHz und durch eine weitere Teilung der CPU-Takt von 3,5 MHz ge- wonnen werden. Während 8 Bildpunkttakten (entsprechend 4 CPU-Takten) muß mindestens ein Bildzugriff gewährleistet werden (Bild 1). Setzt man eine Zykluszeit (Zugriffszeit bei stän- dig aufeinanderfolgenden Zyklen; größer als Zugriffszeit) für den RAM-Speicher von mindestens 400 ns voraus, wie sie von na- hezu allen zur Zeit hergestellten dynamischen Spbicherbauele- menten garantiert wird, müssen für den Bildzugriff 1,5 CPU- Taktperioden reserviert werden. Das kann folgendermaßen geschehen (s. Bild 1, Beispiel a): 1. Es wird mit den mit 1 und 1' bezeichneten Flanken ein Bild- zugriff auf den RAM angefordert und nur dann gewährt, wenn die CPU nicht gerade einen RAM-Zugriff ausführt. Da ein Speicherzugriff der CPU maximal 2 Takte beansprucht (läng- ste Aktivzeit für MERQ beim Speicherlese- bzw. -schreibzy- klus) und da die Aktivzeit mit der H/L-Flanke des CPU-Takts beginnt, ist immer ein 1,5 Takte währender Bildzugriffszyklus gesichert. 1. Zugriffszyklus 0 Bildzugriff Bild 1 Taktdiagramm zum Bildzugriff 71Hz CPU-Takt 3.5 MHz CPU - Anforderung riertes er, effektiver CPU -Zugriff mögliche Zugriff svarian ten CPU Bild •0) CPU Bild Bild CPU Bild Bild Bild Bild Bild Bild 3.SI I HI 17 5 11Hz   i[I } —o tPu-Z ugntt 0r, Bild z uy riff ve rbale n] 1,7 5 I ll-ta c.__________] _j""""°WAI T Bild 2 Mögliche Realisierung der Synchronsteuerung 2. Meldet die CPU während des Bildzugriffs einen RAM-Zugriff an, geht ihr maximal eine CPU-Taktzeit verloren. Für diesen Fall muß genau ein WArT-Zyklus ausgelöst werden. In Bild 2 wird eine sehr einfache Schaltung zur Realisierung dieser Ab- läufe angegeben. 3. Der entscheidende Nachteil besteht nun darin, daß der ge- samte Prozessorbus vom »Bildbus« getrennt und eventuell zwischengespeichert werden muß. Sind Speicherbauelemente mit Zykluszeiten unter 250 na verfüg- bar, können während eines Zugriffzyklus sogar 2 Bildzugriffe durchgeführt werden, ohne daß man überhaupt einen WATT- Takt einfügen muß. Dabei kann der 1. Zugriff zur Gewinnung der Bildinformation und der 2. zur Gewinnung der Attributinfor- mationen genutzt werden. Der Zusatzaufwand ist allerdings be- trächtlich, da Prozessor- und »Bildbus« nicht nur voneinander getrennt, sondern unbedingt zwischengespeichert werden müs- sen. Außerdem sind die Attributwerte und -adressen zwischenzu- speichern sowie auf geeignete Weise mit dem Prozessor- bzw. »Bildbus« zu koppeln. Im Beispiel b von Bild 1 wird diese Mög- lichkeit dargestellt: 1. Die Bild- und die CPU-Zugriffszeit zum RAM beträgt genau 1 CPU-Taktperiode (280 ns). 2. Es wird ein Verfahren mit Redundanz realisiert. Dazu wird die verfügbare Zeit in 2 Hälften eingeteilt (s. Beispiel b). In je- der Hälfte kann einmal von der CPU und einmal vom Bild auf den RAM zugegriffen werden (je ein CPU-Takt). Welche Komponente in welchem Viertel zugreift, ist rein zufällig und hängt im wesentlichen von der CPU-Zugriffsanforderung ab. 3. Möglich ist diese Art des Zugriffs nur, weil die U-880-CPU während 4 Taktzyklen höchstens 2mal auf den Speicher z u- greifen kann. Sollten einmal 2 derartige Zugriffe auftreten, liegen sie aber jeweils in unterschiedlichen Hälften! Attribut CPU 1 Attribut Attribut 2 Attribut Attribut 3 CPU Attribut 4 Attribut '  CPU 5 Attribut Attribut 6 Baugruppenbeschreibung 4.1. Zählkette Die in Bild 3 wiedergegebene Zählkette mit Quarzgenerator lie- fert sämtliche Taktsignale zum Bildaufbau, zur CPU-Ansteue- rung und zur Synchronisation. Sie ist optimiert und kann wohl kaum noch vereinfacht werden. In der Rechnerschaltung ist sie in analoger Form mit, teilweise anderen Schaltkreisen unterge- bracht, Sollten diese nicht verfügbar sein, kann die gesamte Zählkette einfach ausgetauscht werden. Der Quarzgenerator liefert eine Frequenz von 14 MHz, Die bei- den Negatoren D 1/1 und D 1/2 sollten auf Grund der schon re- lativ hohen Frequenz vom H-TTL- bzw. S-'ITL-TYp sein. Mei- stens wird die Schaltung auch mit LS-TTL anschwingen, jedoch ist das im ungünstigsten Fall nicht gesichert. D 2 teilt den Takt l6fach und stellt an den Ausgängen ZU den Bildpunkttakt und an Zi den CPU-Takt bereit. Die Zähler D2. D3 und D4 liefern zusammen mit der durch die Gatter DLI und D7/1 und den Dateneingängen von D3 gebildeten Voreinstell- schaltung die Ansteuerung für eine Abtastzeile nach der CCIR- Norm von 64 ps Länge. Der an ZU erscheinende 7-MHz-Bildpunkttakt wird zuerst 256mal gezählt, An den Ausgängen Zl bis Z8 steht der Bild- punktzählerstand zur Verfügung. Nach dem 256. Taktimpuls schaltet Z9 um und löst über D1/3 und D7/1 einen Impuls aus, der D3 voreinstellt. Im 2. Durchlauf werden daraufhin noch 192 Takte gezählt, bevor sich der Ablauf wiederholt. Dazu fol- gende Rechnung: 1, Eine Frequenz berechnet sich aus f= 1/7' (T- Perioden- dauer). Ein Taktimpuls hat damit eine Länge von T s/7 - 10 = 142,9 ns. 2. Zur Darstellung des aus 256 Pixeln bestehenden Bildes wird eine Zeit von Tuh ld he r = 256- s/7 - 10 6 = 36,6 ts benötigt. 3. Der horizontale Bildrand hat eine Länge von 192 Takten, d. h- Tp .ANOh= = 192- s/7'106 = 27,4 las. Der Zählerausgang Z9 wird zur Umschaltung zwischen Bild und horizontalem Rand verwendet, Mit D4.. .D6 werden 320 Zeilen ausgezählt. Die momentane Zei- CPU -Taut 5 5 MHz 18 1 MHr 0,8 7 5 MHz Bild 4 . Zugriffosteuerung auf dynamischen RAM Dill e .  5 2f1 Z G Purid horizontal - CPU-Z ugriff iST SCHALfUNGSSAMMLUNG- Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik \   International' kompatibler Kleinrechner (Blatt 2) Blatt r'1 II ] Cül o1f2l CT ‚7K 2,7K 03 TV 113 rcz1oaP h B L 05 TvCT Dl  0L004 [2.03.05  DL 193 04:  0L093 De.  11192 01:  OL,000 co l  14 MHz Bild 3 Zäh/kette für die benötigten Takteignale 1 Z y klusz e il lennummer steht an den Ausgängen ZI0, . .Z18 zur Verfügung. Nach CCIR-Norm besteht ein Halbbild aus 312.5 Zeilen. Für die 18  7MHz  Bilddarstellung sollen in diesem Fall aber nur 192 Zeilen ge- il  3,5MHz   schrieben werden. Man kann dadurch auf das Zeilensprungver- Z2 0i7MHz   fahren verzichten. Beide Halbbilder werden als 1 Bild 2mal ge- schrieben. Das erfordert eine ganzzahlige Zeilenzahl, die mit 320 Zeilen erfüllt ist. Die um 8 zu große Zeilenzahl macht sich in keiner Weise störend bemerkbar und wird von jedem Fernseh- gerät bzw. Monitor synchronisiert. Der Ausgang Z18 liefen eine Frequenz von knapp 50 11z.  - 24   Durch die Gatter 1)7/2, D7/3 und 01/4 wird das Signal 25   RAND„, gewonnen. Ein aktives Signal (high) schreibt den ver- 26  Bildrand, ist es aber low, wird der Bildinhalt ausgelesen 77   (analog RAND„,), 4.2.  CPU mit Synchronsteuerung Die Synchronsteuerung übernimmt die Synchronisation zwi- schen CPU- und Bildzugriff auf den gemeinsamen Datenbus. Bild '4 veranschaulicht die Verhältnisse. Während das Bild ge- -o 210 schrieben wird (RAND-, oder RAND,- aktiv, s.Bild 3) muß sich horizontal die CPU im abgeschalteten Zustand befinden. Dazu wird das Si- gnal flU9R—Q auf »low« gelegt. _ _ _ _ _ Die Busfreigabe meldet die CPU mit dem Signal BILJSAK gleich »10w«. Daraufhin kann der Bildzugriff auf den Bus durchgeführt 211 werden, Zur Sicherung einer rechtzeitigen Busfreigabe ist es not- z12 wendig, das Signal BUSRQ vor Erreichen des Bildrands zu akti- -0214 vieren. Die Schaltung in Bild 5 realisiert die dargestellten Funk- tionen. Das Gatter DIR bewirkt eine um 16 Bildpunkttakte vorzeitige Aktivierung, so daß die CPU genügend Zeit zur Aus- führung des letzten Befehls und zum Übergang in den hochoh- migen Zustand hat. Über die Einkopplung der Signale RAND_ , und RANDh C, mit —oZiG den Gattern D2/1, 03/1 und 03/2 wird dieser Zustand während —o217 218 des ganzen Bildzugriffs erhalten. 7--0 BeEndet sich nun die CPU im inaktiven Zustand. schaltet das / Signal BLTSAK die Multiplexer Dli ‚.D14 (s. das noch folgende Bild 8) um. Dadurch kann die Zählkette direkt auf die Adressen J des dynamischen  RAM zugreifen.  Ist der Steuereingang B (=BIJSAK)  »low«,  schaltet in Abhängigkeit vom Steuerein- gang A jeweils einer der beiden niederwertigen und bei »high« jeweils einer der beiden höherwertigen Eingänge des 4-zu-1-MuI- tiplexers auf den Ausgang durch, Rund Zur Ansteuerung der dynamischen RAM ist eine Adrellumschal- vertikal tung zwischen Spalten und Zeilen der Speichermgtritzen not- wendig. Das geschieht durch die Signale EK  und CAS. Bild 6 1/ST Bi Idrugriff / iST 1/ und Verl tu 1 Bild  - Synchronsteuerung über Burreqaer/ Bild 6 Zugriffssteuerung auf RAM und ROM 0411 A34 AlS prfl Z3 MERIJ MEnÜ Dl: 0 02: DI D3- DL u5 1 D4 DL 032 05 :DL 000 cm AM AB A9 AlB All Al2 )M AlS A14 AlS PC AB I N 04 06 1..4.i0 P HH L C2 P4 CP1 vi v2tv3 6 v7 !vl C.D2,DD für T Pfeiltasten. DCL, 03   Zusoschattung zum direkten Ansteuern Sondenlaslen CDIII Dl DL17 5 DZ -DL 032 03 Dl8283 04: V40098 02/1 02/2   Dl   SR I S4, 1 1   02/3  00T   R2  Eingang IS TB (SAü'E D4  0   021 R3 PS Bild 7 I-O-Baugruppe (einfache Variante gegenüber Bild 8) und Tastatur zeigt eine Schaltung zur Realisierung dieser Vorgänge. Zuerst wird der niederwertige Adreßteil durchgeschaltet (Steuerein- gang A der Multiplexer »10w«). Durch Aktivierung des RAS-Ein- gangs wird er in die Speicher eingeschrieben. Nach einer kurzen Zeit (Dill. Id. Cl) schalten die Multiplexer um (Signal Mlix schaltet den Multiplexereingang A auf »high«). Nun kann nach einer weiteren kurzen Verzögerung (D2/1, R2, C2) mit Aktivie- rung des tX -Eingangs der Speicher ausgewählt werden. Zu be- achten ist das unterschiedliche Auslösemoment für diesen Ab- lauf. Bei einem CPU-Zugriff (D2/4 und DIll) ist es die fallende Flanke des MERQ (Bild 4 oben), beim Bildzugriff (D2/3, 03/11 die steigende Flanke des 0,875-MHz-Takts (Bild 4 unten). Das CPU-Signal kPSU muß unterdrückt werden (Dill), um einen ungewollten 2. Zugriff bei Ml-Zyklus der CPU zu unter- binden. Infolge des regelmäßigen Bildzugriffs auf die RAM-Schaltkeise ist die notwendige Refresh-Zeit gesichert. Die Gatter D214 und 05/1 erzeugen das Schreibsignal für den RAM. Die eventuelle Generierung des WR-Eingangs der RAM- Schallkreise muß nach Aktivierung des RAS und vor Aktivie- rung des CAS geschehen. Notwendigerweise wird es deshalb aus dem RD-Signal der CPU gewonnen. Die Freigabesignale zur Selektierung des EPROM leitet man teilweise aus den Signalen zur RAM-Ansteuerung ab (04/1). Eine Besonderheit bilden der Widerstand R3 und die Dioden Vi und V2. Einerseits bewirken sie nur dann eine ROM-Freigabe, wenn MERQ und WD der CPU! aktiv sind, andererseits ist es durch äußere Einspeisung eines H'Pegels - das Signal ROMCS befindet sich auf dem Rechnerbus — möglich, den ROM abzu- schalten. Dadurch läßt sich dem internen 16-KByte-ROM-Be- reich ein externer mit spezieller Anwendersoftware (z.B. Treiber- software für unterschiedliche Schnittstellen) parallelsc)ialtqn. Das Betriebssystem des Rechners benötigt alle 20 ms einen In- terrupt. Er wird in einfacher Weise aus den Zeilen- und Bildsyn- chronsignalen (Bild 8, Monotlop Di9/1 und D19/2) über Gat- ter 022/2 gewonnen. Die Länge entspricht der des Zeilensyn- chronsignals von rund 1 is. Die Diode V9 entkoppelt für den Fall der Einspeisung externer lnterruptquellen. 4.3. Bildsynchron- und Videosignalerzeugung Die Erzeugung des Videosignals soll an der Gesamtschaltung (Bild 8) erläutert werden. Über Gatter 023/4 und Monoflop D19/1 wird an entsprechender Stelle während der Randausta- stung ein etwa 1 Its langer Horizontalsynchronimpuls gebildet. Das Monoflop D19/1 generiert während der Vertikalaustastung an definierter Stelle einen etwa 150 ps langen Bildsynchronim- puls. Am Ausgang des Schieberegisters D4 steht der Bildinhalt zur Verfügung. Er entsteht durch Parallel-Serien-Umsetzung der am Eingang anstehenden Daten. Die dazu benötigte Taktfrequenz beträgt 7MHz. Für den Fall, daß der Bildinhalt geschrieben wird, ergibt sich über Gatter D21 /1 mit den für die Umschaltung zwischen parallelem und seriellem Betrieb verantwortlichen Ein- gang 5 alle 8 Bildpunkttakte eine Übernahme der Information. Wird der Bildrand geschrieben, liegt der Eingang fest auf »high«. Damit gelangt ständig der am seriellen Eingang 15 anliegende Pegel an den Ausgang- Die nun vollständig vorhandenen Bild- und Synchronsignale werden mit V1...V6, R.,R3 und VOl zu einem standardmäßi- gen DAS-Signal mit U55 = 1 V und 750 Innenwiderstand ver- knüpft. Will man einen höchstmöglichen Bildkontrast erreichen, muß die Diode V3 ein (iermaniumtyp sein. Wie sich aber zeigte, führt ein zu hoher Kontrast zu einem scheinbaren »Flimmern« des Bildes. Es wird deshalb für V3 ebenfalls ein Siliziumtyp empfohlen. 4.4. 1-0-Baugnappe Die Ein-Ausgabehaugruppe realisiert die Schnittstellen zur Ma- gnetbandein- und -ausgabe, zur Tastaturansteuerung. zur Sound- ausgabe sowie zur Festlegung der Randfarbe, in diesem Fall nur Schwarz oder Weiß. Die in Bild 7 dargestellte Schaltung ist ein- facher gehalten als im Gesamtschaltplan nach Bild 8. Wenn eine Rechnertaktumschaltung sowie eine ROM-Abschaltung nicht ge- wünscht werden, kann man die Schaltung aus Bild 7 gegen die entsprechende aus Bild 8 austauschen. Die Gatter D2/1 und 1)2/2 bzw. D2/3 und 02/2 realisieren die Selektierung der Befehle OUT FEH bzw. IN FEB. Adressiert wird direkt über Auswertung der Adreßleitung AO. Dl bewirkt: - Ausgabe der Bildrandfarbe, die mit dem seriellen Eingang des Schieberegisters verbunden ist; - Ausgabe der seriellen Information zur Speicherung auf ein Magnetbandgerät; - Ausgabe einer Toninformation. Der Lautsprecher sollte eine Impedanz von 30.1000 aufweisen (z. B. Telefonhörkapsel). Wird ein Lautsprecher kleinerer Impe- danz verwendet, -muß der Vorwiderstand R4 vorgesehen werden. D4 realisiert die Einabe der Tastatur- und Magnetbandinforma- tion. Über den unteren Eingang gelangt die serielle Magnetband- information auf die Datenleitung 6. Die Tastaturabfrage basiert auf folgendem Prinzip: k P5 3.5MHz 3M-In A 8 6/3 D24/2 6 22n 4.3k 019/1 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 -Mikroprozessortechnik International kompatibler Kleinrechner (Blatt 3)  69 lT 08 CPU 40 Dl  41 32  A2 03   A3 04  44 05  45 06  46 07  47 48 49 419 Al; 412 413 414 415 ~ V Ä PT RU NI   i ~ D F2MT w 9USRO 7137 RD P7 1K RD 14 4 2 0  01 3  1 3 cs 06 I?25,2: ] L 251 3 1 0 JD2i   L f Cl fl LiI_ _ L_ J VO 13 C GR   R   560 -  !  . 11R21   P2 1k 74   011 1oon6Mk   —_ l • ET 1 5  f 14 01 UA 8800  07  V4520  017,018 V40098  024 DL000  Bild 8 Gesamtstromlaufplan  des 02! DL175  08 . DL 19 2 019  DL 123  025 DL 004  Rechners (genaue Tastatur- 03. DL 175  09  DS 8205  020 : DL 051  025. 0L004   gestaltung siehe Bild 7!) 04 7'LS155  010  27128  EPRON löka 8)  11121 0L020 05: 0L133  Dii 015 014 0L235  [222  CLUb 06. DL 193  016, 016  41464 (841-1 64k54)  023 : 0L032 __________  D15 all   QI A2  D2   1 1   02 1  9 RAM 1   A3  03-   1 1 ! Q _/ 1 9 j   1  r-o BI 6 -°8 7   ‚_ ff  1 1 1 1 0  12   m LLA3 A3 03 Au um 09  5   g   1 3 ` 9 VD7 v1D8 H_M46A7   ["4   97   3 Al 1 71 BI B   A9  -13 -  1 :ifl ° Ate   All 3  AU  ii-  P5 017   4   A~4   1—  ~  3  2   2 1   2  1 1   7   1 0  i   A7 6   . 12   ‚----C AU  ------  1   3 ‚ _-o 8 2  1 fru/   1  ! cg R17   1 5 —ei   is 1 5   1 1 5 P S 1  1 100n6308 18 '-0 ri  1   "—lAn R0'-1 lii  ?"   '2 Al   G al   1 61   2  Di  IIIID Aß  07 - -- 7 jI 4I 0 - r f Alz   12 ffil q 101 1 1 ? 1314  15  16 AU '-Al3 r _ LJ -- - Während des Eingabebefehls IN FEB wird nicht nur der nie-  Die Anordnung der Tasten in der Abfragematrix ist in Bild '7 ge- derwertige Adreßteil FEH ausgegeben, sondern ebenfalls ein  flau angegeben. Sie ist identisch mit der in Bild 8 nur angedeute- höhenvertiger auf den Adreßleitungen AS bis A15. Beim Be- ten Belegung. Bei Nutzung des Stromlaufplanes nach Bild 8 fehl IN n muß dazu dieser Adreßbereich im A-Register der sollte zum Aufbau der Tastaturmatrix entsprechend Bild 7 ver- CPU stehen,  fahren werden. Wird jeweils nur eine Adreßleitung zwischen AS und AlS auf »lowK< gelegt, kann eine entsprechend gedrückte Taste an Hand des Datenwerts von DO. . .D4, der über Schaltkreis D4 an 5.  Gesamtstromlaufplan des cbmputers die CPU weitergegeben wurde, eindeutig identifiziert werden. -Mit insgesamt 8 Eingaben wird somit jede betätigte Taste ein- - Für den gesamten Computer einschließlich Tastatur und Span- deutig erkannt.  nungaregelung (5 V/1 A) wurde eine Leiterplatte der Größe SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik International kompatibler Kleinrechner (Blatt 4)   6-10 170 m m x 250 m m e ntwicke lt (2se itig, durchko ntaktie rt). Die Stro m aufnahm e de r ge z e igte n Schaltung be trägt nur e twa 350 m A. I m fo lge nde n so lle n die Austauschm öglichke ite n alle r nicht in de r DDR p ro duz ie rte n Baute ile no ch e inm alz usam m e nge faßt we rde n. 1. Z ählke tte ; 07 und D8 ge ge n 04, 95 , D6 und 91/ 4 nach Bild 3; 2. Schie be re giste r:D4 ge ge n Dlund 92 nach Bild 9a; 3. ROM; 010ge ge n Dl, 02 so wie Gatte r 03/1 und 03/2 nach Bild 9b; 4. RAM:D15 und 916 ge ge n Dlbis D8 nach Bild 9c. Ebenso können diein Bild 5 bis Bild 7 dargestellten Sch altungs- te ile die e ntsp re che nde n in Bild 8 e rse tz e n, falls e inige Schal- tungsfunktionen nich t gebrauch t (z. B. Bild 7) bzw. andere Schaltkre ise ge nutz t we rde n. Für die Tastatur e igne n sich be lie bige Taste r. E m p fo hle n we rde n abe r die Ty p e n TSS 17.5 bz w. TSS 19 (Re e dtaste r) o de r TSE 15 (Elastomertaster). Zu ih nen gibt es spezielleTastköpfemit e ine m Obe rfläche nm aß vo n 18 m in 18 mm. In Bild 10 sind Tastko p fe insätz e abge bilde t, die ge nau z u die se m Fo rm at p as- se n. E nthalte n sind nicht nur die 40Grundtaste n e inschlie ßlich »NMI« und »RESET«,sondern auch einigeSondertasten. Diese kann man sich aus der8 x 5 Tastaturmatrix entsprech end den E rfo rde rnisse n ausko die re n. Hinwe ise daz u e nthält auch Ab- schnitt 7. De r Ausgang z um Magne tto nband kann dire kt m it de m Mikro - fo n-bz w. de m Dio de nbuchse ne ingang de s Bandge räts o de r Kas- se tte nre ko rde rs ve rbunde n we rde n. De n Magne tbande ingang de s Co m p ute rs so llte m an an de n Ko p fhöre r-bz w. Lautsp re che raus- gang anschlie ße n. So ftware be schre ibung Das Betriebssystem(Tabelle1) enth ält einen kompletten BA- SI C-I nte rp re te r. Ge starte t wird durch Be tätigung de s RE SE T-Ta- ste rs bz w. durch E inschalte n de r Be trie hp annung. Daraufhin meldet sich derRech nermit »C 19 86 SPEKTRAL Superplus«. E r be finde t sich je tz t im BASI C-E dito rm o dus. Alle e infach e in- ge ge be ne n und m it »E NTE R« abge schlo sse ne n Be fe hle we rde n sofort ausgefüh rt. Ist den Befeh len eineZah lzwisch en 1und 9999vo range stcllt, we rde n sie in das Pro gram m tisting aufge no m - m e n. Do n kann das Pro gram m m it RI JN (Z e ile nnum m e r) bz w. GOTOtZ e ile nnum m e r) ge starte t we rde n. Tabe lle 2 gibt de n vo ll- ständige n Be fe hls-, Funktio ns-und Ko m m ando satz wie de r. Ge - so nde rt e rklärt we rde n nur die Be fe hle und Ko m m ando s, die nicht z um Standard-BASI C-Satz ge höre n. He i Frage n z u ande - re n Be fe hle n so llte e ntsp re che nde Fachlite ratur z u Rate ge z o ge n we rde n, da e ine E rläute rung we se ntlich übe r de n Rahm e n die se s Be itrage s hinausge ht. Die Be fe hle ste he n also als so ge nannte »TOKE N« z ur Ve rfü- gung. Sie brauche n nicht ausge schrie be n z u we rde n, so nde rn ste - he n nach Be tätigung ve rschie de ne r Taste nko m binatio ne n be re it. I n Tabe lle 2 sind die no twe ndige n Ko m binatio ne n hinte r de n e ntsp re che nde n Be fe hle n und Funktio ne n ange ge be n. E s be de u- te n; — CS; CAPS-SHI FT; — SS; SY MBOL-SHI FT; — E M; E XTE NDE D-MODE , kurz z e itig die Taste n CAPS- SHI FTund SY MBOL-SHI FTbe tätige n; auf de m Bild- sch irmersch eint ein »E« als Kursw. Tabelle 1 11 OM-Liseing (Hexdamp) des Rechnen e e e e  lt FF rr L3 CE I I 2;-tCi  42  1« 1« 00 «Ott 2» tJ7 tcLm «;.7 47 I ÜFOE FE FCE ±««FFFFFSFO«t«« @3« LcA-E 1Y E .4  tarZ '5«A 12r8t  e»E'-O OD E I14  TU €049ctcsm E ;Fe ap lcsE t e lre L-e L;ftru7 ao ar.s«&:aca1e Fp  «5 «« OtE« FFFFFFF;FFFF«Aaca Hwm I C, tiF&C3 E S. 192»5 J«TE « (nA« €07 8 (n5 c7 E c9ftitLe e E tUcaFE l«Le FE r3;(n(n-nla±iI a2 «9€« €092 37 4«Wtc8 0tz 4E 4494E 4e 45 t9MtM8 t4«8 E 5 24FL948 D4 OtCO €04« 5 3435 a2945 tE A44 l345 4 c4tD4t44tcate 4l4«,443LCct «tE e €00 e e e 1cc4c45 cz ta4«c«4s4Fo a2aln41ta««4143«ata4a «€02 tece4:m4ea9 e434«o«5st1:e5347ra4142D704545ce4e2« (€1« 0000 s3D25 94M434P24,14e 4F[44a45 tk4FLQ4I 4E c4(nE O3E €€3« e te e E Z, at(n4C494E C5 t44E 4it4CF25 tQDl45 4S2«4ttE 45 «€48 «tat 41D44e 4F24ü4tc34D4E Ct45 2415 t(n4F5 045 e 20«b43 €€e « «I st ac4FrsasstA4o 4247 cje e 45 5 2494e DI E 4«4«45 o 34a4a2  €€7 8 015 04a48 492e 8 at0415 045 ua4a48 41st8 s425 2E ss47 4a04494i «'»92 05 5 5 9€4e 5 «5 «c5 4F9945 ta4r5 t2447 5 25 e 494a0248 4c492324'5 3 (nA« 018 05 44F:05 045 41 C4 44415 48 1245 925 4405 28 5 4E 45 D7 4?  2  «€8 » OttE 4445 343 4E 5 4491E '8 5 44490j5 E 4«ct4«4FDa47 4F28 5 4 «€8 8 «€t'0c047409 9 52-5 - :a4«e5025o4484041544c«a13[c4:458480 «er« 018 0415 8 .5 3c94r45 5 »r42404a5 5 «€5 5 434r045 21 48 2'045 25 :CE «7 2€ OlE « 2341%8 5 5 24t45 444«4D495 »8 3400643.18 8 94,25 5 41D7 4448 €7 30 ØI F« 44412€5 245 5 45 5 5 2tE 434F5 0t04245 5 92€35 5 427 st4E 4A5 5 Ø7 €31037 3115 24a43404349w3243«5 «w41141-39st«««SAst«25 « €75 0 022» 20sl3141a3EeEas48a wA2818« A«wor.S2EAESA5 2789 0240 @92 €35 « vco sse wwE i, Mtq2»e 7 2e 405 4e 0«tE OlgFE z 2A3rcnc2Cc«7 % €07 0 8 05 E AC22attE 22a2E 2»Ci3C2%C5 2»C3t005 SACW2'I AglA 07 92 032€8 5 8 4r•I D«Ascrm z Ftt';FrgtFrF.ce 7 32006;-ss E I :»7 m 14  «TO (nA« C@L€««8 0«€92FA5 8 5 F2«F4st E I ) stE 67 A5 «c«F«2E G«FE i9 «T« 0292 ce e s'S7 FE I BC«crwm co 2I €e r8 n7 E 2007 5 «s», 2E a«ww07 05 Oase FFtttOS5 « E C2«92WI E ø«8 0318 0928 a€345 5 E 5 1045 2tE 2»  «e i« 0298 27 8 07 9000192 OE 7 E ct5 F7 8 2Re 5 35 E i, «9SCTSB8 D4E «7 8 8  €22 03205 E «I E S8 D$222E 1R SI E 405 CO2cB«iE 2C«E $2«25 a«35 c02»OA «34.7 0318 5 ?nE 37 E liin321»«e 7 «ftZ ! re -a1e &«aCE 7 sc«ua5 «sI » £5 5 9 e a 7 8 37 8 378 n24w20wFA42«3st«ac»4Fc921E e c-;»42205 5 1 ««7 « 0342 OSaatb€05 97 3C4«21at€28 04t E is FL2»5 22904ft8 L2e 9€C0«4  «€69 - 0e COG E 00C905 A5 8 5 095 026€6FA%s2320195 8 7 4«2€0E «atUE ft  04»21 €38 34 3007 DI E 30048 22»0E 8 0«€%OLCSC€ftC7 4«5 ««iftatSStA €028 0390FE «€ae e 607 ce e «o 4ca'aE e r«e e 4stm 6SsI s»-o swA4o st« «ff0 0304 FE 4«at«€FE 2«:«5 E c»:04«csr37 D92stCa20a;5 6034F«€ «SEC 03:0 8 092210103t0093445 928 42««7 2FOFE 6OSOO200004«€28 20€900 031€FE ) «€3:038 8 «€o 2ai» DI E 024440e 8 7 E il037 «e swre stc1e  0918 030018 e 5 48 «€co E »5 8 ce SF«lavco sssE cE i. te tFE s«40»1«32«21  0930 «4I e 9a5 «7 SA7 I N) 1234e 4««37 217 »F»9«5 42118 3«5 37 «c«192F2  05 42 042025 04E 2E CO400FAO4C8 €C32005 E 6928 5 215 5 04C28 €3418 2423 095 0 e 45 5 E F2438 E I 35 7 7 E 002022134CD5 4I 6FE 0«32225 2 5 »045 0348 7 691" 045 0435 5 9F920105 5 415 7 10;5 8 E I D 5 8 15 8 5 8 8 35 1E E 15 25 97 A8 5 8 8  25 «« 0463 15 8 5 E I 3CFOA«?05 [e l2928 5 2;16O7 1E 3l5 L4t7 1Ft9I 5 92'  05 2 0492 45 0«ssr«s«cAtsw%2«E ls»stE r«s«aasc«o FE »vsstcre :« 24 049917«€54855:2«»;s««s9 es  F:341'6115 638 LftaL5 ADI E 1€ 25 8 5 «4€'« 97 0A3«1:E 1r«rsctr:22«2e s200e 8 205 8 9313905 6;210;-0903 0492 1F8 8 7 0.5 t:«5 219lE '5 C0013Lt5 SF31«5 47 1@F5 E,5 E 6»«F0€o 4 «‚ «23 048 03t.2SFS««22F2225 44,2F tVFE E I 3F«2»E Y »S««t0E S0;-E ««'«E  «7 3« 04F8 39e €src3e 7 07 »s38 7 iO:tCE E C9-I C/ CBT%0137 C22Z l5 6Cl8  4»39 05 10047 3927 8 ! 002 5 204 0«.42100E 8 3:E cstE 2»E 8 05 »«   3495 8 5   925 0 05 2€1405 18 18 25 5 €9117 F340E 1([07 1218 20204246»10FFC7 FS«7 3«   35 «07 « 008 5 F Sf. 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ATTR 68,11:1, B I ER 2.V EM,5E;2 Y.T0,hbhe EI N EM:E u ter  "0") 8051ER 8 B REI E 01:50102 8 8 1001 EM,00:3 0114 LOOK US;2 OElE EM:U SI ROLE  x.:,z EH,SV:H Krei sbogen mit x.yMi tte1ou n kt: OLEAR 4 OLE 7 0301 68:1 00V47j.NL'E 0 ODV V 4 001 EMJ DATA 18:3 3EV VN 29.44:1 DELEVE 00:2 318 0 -SA"  '.y 4 'zei:hnet Vektor lx,fI ab C DI I 06:1 akt,ellst P12110'V ElF E'1:V FLASH EM,1S:F I N 61,2112 VOR 1 00 TU '2 ORAPHI OS 01:6 1V U I N EF',EV: 4 ‚NIl EVV,VS:V xr'.:KFYE El";N I VOVUT 1 I ST E N-:R I VJ':'VRB E L', 11:8 - LVI ) VM:F LET 2ir.:E E l,??:? LI I I K 1111 LV': ER:? 4210 -: .‚ VRI NT EH;O PAEFV42 151.15:1 NE U 4 SE I ) NUT 11:1 UI EE:'4 341 EM,55:O ODE R RARE R 18 .15 :0 PAUSE VI FEE< EM;U VI FM:M P611 4 EI lST E M,1E :8 POKE 0 FRI ST FAN:'3'4141 T 11.13 CMI 56Ff 1 0101081 18:6 RE TURN 7 FF1 I M: V RU'4 5 EI lE $OREEN$ EM,B 6:K I GEl EM:V BIN -  134 :8 608 Efl:H E"EP 82:0 STOP B EtA C M:3 "AS EM;F TArj EM:E HEN 16:1 TU 661V 118 18:4 lI D. E M;7 VA '..S EH,96:i UERI 1'F 61,96:5 Benutzt man die in Bild 10 wiedergegebenen Tastatureinsätze., bedeuten die unterschiedlichen Stellungen der Befehle, Funktio- nen und Kommandos folgendes: 1. in Höhe der Buchstaben: erscheint sofort; 2. rechts über den Buchstaben bzw. neben den Zahlen: gleich- zeitig mit SYMBOL-SHIFT drücken; 3. ganz oben: zuerst EXTENDED-MODE drücken; 4. ganz unten: zuerst EXTENDED-MODE und dann gleichzei- tig mit SYMBOL-SIJIFTdrücken. Betätigt man während des Programmablaufs die Taste »NMJE, wird ein Warmstart ausgeführt. Dabei unterbricht der Rechner den Programmablauf und geht in den EDITOR-Modus über. Der gesamte Speicherinhalt wird dabei erhaltqi. Das funktioniert auch bei Maschinenprogrammen, jedoch ist dann nicht immer eine gewünschte Fortsetzung des Programms garantiert. Maschinenprogramme können mit der Funktion USR (Start- adresse) aufgerufen werden. Das Ergebnis der Funktion ist der Inhalt des BC-Registerpaares beim Rücksprung. 2001 ne. I I E Q) De ll DCI I fl, ‚ E D ‚ E D lE I D DI I I 15 1 DI I I 2:13, =121 2161 361E MV Da Dl 02 D3 D4 05 Di 07 Al3 1 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt \   LKapitel 6 - Mikroprozessortechnilc 1 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 6)  642 Tabelle 3  Möglichkeiten der Syseemamschultang Dl OUT 238,0 OUT 238,1 GUT 238.2 OUT 238,3 GUT 238,4 GUT 238,5 RESEr (Grundzustand) Bilddarstellung abgeschaltet CPU-Takt 7MHz (doppelte Geschwindigkeit) Bilddarstellung abgeschaltet und 7-MHz-CPU- Takt 64 KByte RAM Bilddarstellung abgeschaltet und 64-KByte-RAM A8° ---‚ t----.Aß Al  — A2  - A3  .- A4° -.  AS e A6 A7 A8 ---  r--- Al A2 A3 A4 AS A6 A7 Aß 08 Dl 02 03 04 05 06 Bw-sich 006 bis 1eFE6) -  eDO Dl -- -;   -e 02 03 --1- 04 DS Dt - GIlT 238,6 GUT 238,7 7-MHz-CPU-Takt und 64-KByte-RAM Bilddarstellung abgeschaltet, 7-MHz-CPU-Takt und 64-KByte-RAM 09  ft— A1Z ° r— Alle  0— Al2 -  r---- 09 AlB All Al? Dl 7MHZ 08 Dl 132 03 Seriell) Pnrailei Di 135 06 07 DlDL 295 02 DL 295 Bild 9 Austauschmöglichkeiten fdr Bauelemente; a - DL 295 als Schie- beregister, b - Ansteuerung von 2 EPRGMs 8K >(8, c - Ansteue- jung dynamischer RAM, 64 K X 1  - Bild ein A7  Dl AB A9  Bei  aea bis 3FF6) Al0 011 012  U 276 fIt cs p5 7.  Erweiterungsmöglichkeiten Eine Erweiterung bildet die in Bild 8 bereits durch D3 und D23/1/2 dargestellte Umschaltung des Rechnertakts. Vorausset- zung dafür ist eine Cpu mit 7MHz Taktfrequenz (Z 80 H; aller- dings konnte bei allen getesteten Z 80 B mit 6MHz Grenzfre- quenz eine sichere Funktion nachgewiesen werden), ein EPROM mit 200 ns Zugriffszeit und ein RAM mit etwa 200 ns Zykluszeit. Über die Adresse LEH (°238 dez.) wird auf 7 MHz umgeschal- tet, was im BASIC der Befehl GUT 238,1 realisiert. Rückschatten ist durch GUT 238,0 oder durch ein »RESET« möglich. Des wei- teren verwirklicht D3 zusammen mit D24/4 eine Möglichkeit zur Abschaltung der Bilddarstellung. Führt man das im BASIC mit GUT 238,1 aus, verlischt der Bildschirm, und der Computer ar- beitet mit der vollen effektiven Taktfrequenz von 3,5 bzw. 7MHz. Schließlich kann durch D3 in Verbindung mit D22/3 die ROM- Überlagerung abgeschaltet werden, Nach Ausführung von OUT 238,4 verfügt der Computer über einen frei adressierbaren 64-KByte-RAM-Bereich. Tabelle 3 gibt die Kombinationsmög- lichkeiten wieder, und Tabelle 4 enthält ein kurzes Maschinen- programm, das, in BASIC geschrieben und aufgerufen, den EPROM-Inhalt in den RAM Überträgt. In Abschnitt 4.4. wurde erwähnt, daß für die Magnettonbandein- gabe der Lautsprecherausgang des jeweiligen Geräts benutzt wer- den muß. In Bild 11 ist nun eine entsprechende Verstärkerschal- tung dargestellt. Ersetzt man R57. R15 und C9 aus Bild 8 durch diesen Verstärker, kann Magnetbandein- und -ausgabe direkt über eine Diodenbuchse abgewickelt werden, Die Grundmatrix der Tastatur besteht aus 40 Tasten, mit denen sämtliche Befehle des Systems erreichbar sind. Arbeitet man län- gere Zeit mit dieser einfachen Variante, macht sich schnell die unhandliche Bedienung besonders bei einigen'Kommandns be- merkbar. Durch einfache hardwaremäßige Kombination ver- schiedener Tasten ist es möglich, jeden beliebigen Befehl und je- des Kommando mit nur einer Taste zu realisieren. Die Schaltung in Bild 12 führt das IHr die wichtigsten 6 Kommandos aus,  - SI N  COS !A NT 5 R$  CHP  LOUF  .PFU  TAB /   - 9 PLOTWF3RAWE PE M R PUN TRAND Y RE TUPN U r 1 I NPUT 0POKF P ASN  ACS f,Riffy  ME R(/   [   I N  E x il - AE AD  RE STOHE L'ATC  SGN  AO.  SQR  VA/  1 E N  USP SflP ANE WSSAVE D UlMF FOR CCo x  Ho o siwI J LOAB K LI ST L • CI PCLE  VAL $  SCRE E N$ AlfH L  }L*F LPRLNT  j   HI N  I NKf Y $   C] Z co p v X LAR CCON r VCLSBRORDE R N NE XI Mp AtF BRE AK LSE E P  Ni  'ACE R  FLASH  BRI OH F OVE R  I NVL ASE BLUF  RE D  MAL NI AGRE E N  CY AN  VE LI 0WWE I lTE 1 L 2 1 1 1 3 4 P 5 • 6/ 7 8 90 3SF Fri.  E N  LI NE  OPE lU  . SE fl   M/ VE  E RASE  )I TL  'rLiMf. -=   4  o = C APS SY MBOL SY MBOL +   ' rOC K SPI E T ENTER C APS C APS EXTEND SHI PT  SHI FT  MODE CR'I I CS • / SP ACE NMI RFj,T 1 1   1 N', \t SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Lieferung Kapitel 6 -Mikroprozessortechnik 1989 Blatt Schach- und Lerncomputer SLC1 (Blatt 1) 643 1 .  Beschreibung zeugt wird. Der Aufbau des Computers ist unkritisch, wie viele Nachbauten gezeigt haben. Auch die verwendeten Bauelemente Es wird ein Computer vorgestellt, der mit wenigen Bauelementen  gehören zum Standardsortiment der Mikrorechentechnik. Ledig- zu realisieren ist (Bild 1 bis Bild 3). Als Prozessor kann jeder  lich der RAM-Schaltkreis U 202 dürfte bei Erscheinen dieser funktionsfähige U 880 (also auch 1-MHz-CPU) eingesetzt wer-  Sammlung veraltet sein. Allerdings ist das meist gerade ein den, da der Systemtakt in einem einstellbaren RC-Generator er-  Grund, daß er sich für Amateure leichter beschaffen läßt. Für 1/7 016 auf 2 5 MHz abgle iche n 025, D24 023. 022 1/4 018 ._ .._ _ _ ii 1 1 0   09 b,8 AI 01 C  Ki 02 iiT  05—oA2 L 03 c  01 ,Ä r - 12 1/2016 1 1 C  A3 06   c cp u   W 9 09  1   08 --- 02 0 RE Q l71 015 c  Q-o z Dl  JCRQ 08 12 17   MMI  RD   120   D   09 -oA3 &   ---- 11 ci 15 INT  WR   22   &   03 RE! 259 RO __________________ A7 x4j1< 1 C   281 Z7 07 26 ____________________ . 02 05 AB fE 3 AU SE T 3V 15 1 oc A s ci _______ 01! 021 03 J0405D6 AlO  o -Alo c -- 0 All 02   AIO -___ ________ Al2   0C  02  2   1 3 AI  JI —0J1 A13 -°  1 oiL_ ._ _ _ _ ______ p.22 1  i2!-0 J 0?  I NP 02 L_-_ .-................ f___ ° 1 1 5   E2   20 20 02 j5 DSL—. 06k— o.16 ° -MRE O1   E 3   7 0 2 0 : D7 o J8 cs MD 02 1/4018 01 103 dx   _f LE D Ml MA7 8 05 Jix   02 01  u8 8 0 02,021  05 8 205  .ji, 12 03.06  U555 07.014  U 20 015 ,016  OL000 015  0204 017  7 442 019.020 0S8 212 022.025  DL 07 4 00 0 Dar   1 5   A o c ____________________ o To n 8   10 7 09 o S9 017   s 07 05 7 PL -o 56 05 04 cs 055 02 MD  2 o S4 -053 1 i0 -92 Bild 1  Stro m l3ufp lan de s Schach-und Lerncomputers 01 - 051 A0...A9 EPROM 3002j.4 00 Ab -5 V — •  . OFFFH 0? All ~12v 06. csi CS2 05 , cS3 04, RAM Ag 07 .. .014 00 WR cs 5 x LV202 Ne tz e in St W2 15 m A 9V35 1 0V 1 wi w3 id 1 I C  flo o n I 20vO» NL M47 8 05 5 0339 N1r  LL48 120 - W1W4  1600Wdg. W)W5 . 120Wd9 0,12m m qE nim , 1 47 0? W2,W6  7 5 Wdg. O,25 m m a - - 1000k 1000p  SZ X2f T 47 0 10V 25 V / 12 15 V 5 0340 p -SV/ SOm A 47 0 ? j SZ X2I T4?O ‚ 1 63V Bild 2  Ne tz te ilde s Co m p ute rs, Stro m laufp lan Al42 43 44 45 46 A7 lT111 11 3x VOF 24 d  e f  0 1.  2, 3. 4 E NH 6. LE D  RE SE TJ5  J6  J7  J8 J 'vo A3s t-I--J Se q f Fu AOR Ci HA 1s11 H BG SSOP ap 7 F SE 5 04 C IH21 r71 rK'lr0'1 GOBL DE L I NS 38 24 19SO baSt 307 LJ 27 0   5 7 96 5 5 94 5 2  91 +5 V Bild 3 Anz e ige te ilund Tastatur, Stro m laufp lan   10n  10n  iOn L p l 0,10 20 Oz  2C2  1r2 L1 Lj:1 15 5 5 -  / 10» 1 5 ,3V 7K   H `r r 42K   la 37 5  8   -' I o n -' Im ‚' lo s  "I o n 33,   lOOp lS3V 33r --   074 074 07 4 07 h   -- Pr5r7,  ‚1- 111-'51 Co uf 7 5 -iHz e O9I e ! OHe fl Bild 4 Co m p ute r-Le ite rp latte ; a Le ite rbild de rLe ite rse ite , b Le ite rbild de r Be stückungsse ite , c— Be stückungsp lan SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt \  Kapitel 6 -Mikroprozessortechnik Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 2)  614 0 0 30 Zz ni roopt os0 ± ! 2 r ..ggggggg z u z u rz as 617 ;F. pg z u: p s 1 ~ mosomm MD DEM or 0 1 1 1 1 0 z * 0 0 0 - SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik \  Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 3)   615 0 >! 1J0uJ - cc c I o iI iiI I i cjm w 0 - LJ 0 0  1 I n N o « o o  — I i Ori   r.   e den U 202 kann jedoch jeder andere moderne statische RAM (z. B. 2 x ff214) eingesetzt werden, wenn die Anschlußbelegung berücksichtigt wird. Von der Hardware lassen sich maximal 8 LED-Anzeigen ansteu- ern. In dieser Variante werden 6 LED zur Anzeige genutzt. Soll der Computer nur als Schachpartner arbeiten, sind 4 LED-An- zeigen ausreichend. Des weiteren lassen sich bis 64 Einzeltasten anschließen. Zur Arbeit mit dem Rechner sind jedoch nur 12 Einzeltasten oder eine entsprechende Tastenmatrix (4 X3) nötig. Das Programm des Rechners gliedert sich in 2 grundsätzliche Teile, wobei einzelne Programmelemente in sinnfälliger Weise von beiden gemeinsam genutzt werden. Den größten Umfang hat das Schachprogramm. Das ist der 1. Teil. Den 2. Teil bildet der Monitor. Mit dem Einschalten befindet sich der Rechner im Schachmode (Schachprogramm). In der 1. LED-Position er- scheint ein Cursor (dargestellt als Leuchten des untersten LED- Segments). Wird die Taste Al 5mal betätigt, so daß auf der An- zeige :A1A1 erscheint, erreicht man den Monitormode. In der Anzeige erscheint 0000 als Adresse und F3 als Datenin- halt dieser Adresse (Maschinencode in hexadezimaler Anzeige). Der Computer besteht aus 3 Leiterplatten: Netzteilleiterplatte. - Anzeigeleiterplatte, - Computerleiterplatte. Die Computerleiterplatte ist als Zweiebenen-Leiterplatte ausge- führt, die man von Hand durchkontaktieren muß. Die anderen Leiterplatten sind Einebenen-Leiterplatten, In den noch folgen- den Bildern 8 bis 10 wird ein Konstruktionsvorschlag für den Aufbau des Rechners gezeigt. 1.1. Arbeit des Schachcomputers Nachdem der Computer mit der Versorgungsspannung verbun- den wurde, ist er im Schachmode und damit automatisch auf die Spielstärke 1 eingestellt. Im Speicher des Rechners wurden wei- terhin die Figuren des Spiels in die Ausgangsstellung gebracht (s. auch Schachliteratur). Die Tastenbeschriftung für den Schachmode befindet sich auf und für den Monitormode über den Tasten. Der Rechner wird über die Tasten »C«, »A«, »St« und »Z« bedient; den gewünschten Zug gibt man über die restli- chen 8 Tasten ein. Der Computer spielt mit den schwarzen Figu- ren. Wird als 1. Eingabe »Z« gewählt, übernimmt der Computer die weißen Figuren und gibt den 1. Zug aus. Die gewünschte Spielstärke kann mit »A« geändert werden: Spielstärke  Rechenzeit (f0 2,5 MHz) 1 Anfänger  5 2 Fortgeschrittener  lSs 3 Erfahrener Spieler  1 min 20s 4 Guter Spieler  2 min 10 5 Experte »In 2 Zügen matt«  20 min 6 Analyse  24 Stunden 7 Exzellenter Spieler  6 min 8 Turnierspieler  3 min Die angegebenen Rechenzeiten sind Durchschnittswerte. Die Spielstärke kann auch jederzeit während des Spiels geändert wer- den. Nach der Eingabe der Spielstärke kann man mit »St« in den Spielmodus zurückkehren. Der Ton läßt sich ein- bzw. ausschal- ten, indem nach »A« »V< betätigt wird (Rückkehr ebenfalls mit »St«). Diese Funktion kann auch im Spiel geändert werden. Durch Angabe von Start und Zielfeld werden die Spielzüge ein- und ausgegeben. Jede Eingabe läßt sich über »St« löschen. Mit »Z« wird die Eingabe beendet und der eingegebene Schachzug vom Computer ausgewertet. Während der Berechnungen leuch- tet die LED »Busy«. AnzeigederSch ach brettbelegung 1. Anzeige Al 4: Schachfeld Al ist mit dem weißen Turm be- setzt. Durch weiteres Betätigen der Taste »A« wird Feld für Feld weitergeschaltet. Die Figuren haben folgende Spielwertigkeiten: Bauer 1, Springer 2, Läufer 3, Turm 4, Dame 5 und Vonig 6. Bei »--« befindet sich keine Figur auf dem Feld. Mit einem »-« wird eine schwarze Figur gekennzeichnet. Es besteht auch die Möglichkeit, die Schachbrettbelegung zu ändern. Auf das ent- sprechende Feld ist dazu die gewünschte Figur nach der obenge- nannten Wertigkeit einzugeben: 1mal Taste Al 1 (weißer Bauer), 2mal Taste A2 = 1 (schwarzer Bauer) usw. siehe auch Tastaturbelegung (Bild 3). Eingabeeines Sch ach problems Zur Analyse eines Schachproblems durch den Computer ist eine bestimmte Spielfeldbelegung einzugeben. Das kann wie im An- zeigemodus beschrieben erfolgen oder aber auch mit konkret an- gegebener Feldadresse und Figurenauswahl. Dazu sollte zu- nächst das gesamte Schachfeld von Figuren frei gemacht werden: 2mal nA« und Taste H8 oder G7 betätigen: Al - - 1mal »A« und Taste 118 oder 07 betätigen: B2 - - usw. bis zum Betätigen von 1-18 und »St« (nach H8 kehrt der Computer selbständg in den gr,W.odos zurück). Danach Ein- gabe des Schachfelds, Betätigen von »A« und Eingabe der ge- wünschten Figur. Beispiel: B4 »A« B4 - -‚ (auf dem Spielfeld B4 soll der weiße Turm (5) ein- gegeben werden) 5 B45 »St«.  usw. Lösch en ungewollte,Eingaben Beispiel: Bl 07, es wird vor »Z« erkannt: »St«, »Z«, Blinken der Anzeige: 07 Bi, »ST« - oder Eingabe eines neues Zuges. Sch ach Beim »Schach«-Bieten blinkt die Anzeige, und es wird ein Ton ausgelöst. Sch ach und matt Eine Mattstellung wird durch Blinken der oberen und unteren Segmente in allen 4 Steilen angezeigt. Roch ade Der Computer rochiert, indem der Königszug eingegeben wird, Bauernwandlung Entsprechend den Schachregeln wandelt der Computer jeden Bauern, der die Reihe 1 oder 8 erreicht, in eine Dame. Die Figur kann wie oben angegeben korrigiert werden. Literatureröffnungen Der Computer ist auf unterschiedliche Literatureröffnungen pro- grammiert (z. B. Sicilian, French, Ruy Lopez, Queen's Gambit Declined). Grundstellung Mit der Taste »C« werden die Figuren in die Grundstellung ge- bracht. Testprogramm Das Programm des Cbmputers ist so ausgelegt, daß aus den mög- lichen Schachzügen immer der beste ausgewählt wird. Besteht der Verdacht eines Programmfehlers, sollte das folgende Testpro- gramm gespielt werden: Aktion  Reaktion des Cospputers 1. Drücken der »Co-Taste Im Computer werden die Schachfi- guren in Grundstellung gebracht: Piepten 2.E2 E4  E7 ES Durch den eingebauten Zufallsgenerator kann der Computer auch mit E7 nach E6 oder C7 nach C5 antworten. Der 1. Schritt ist so lange zu wiederholen, bis der Computer mit E7 nach E5 antwortet. 3.G1F3  B8 C6 4.F1 C4  F8 C5 5.F3H4  D8 H4 6.A2A3 (Schach und matt» SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 6 - Milcroprozessortechnilc Schach- und Lerncomputer SLC1 (Blatt 4)  646 1.2.  Arbeit mit dem Monitor Adresse Inhalt (HEX) Nutzung Der Monitor ist nur aus dem Schachmode durch 5matiges Betä- (HEX) tigen der Al-Taste zu erreichen. Er umfaßt nur 600 Byte Maschi- 5083 00 nenprogramrn, Daraus ist leicht zu erkennen, daß es sich dabei um einen sehr einfachen Monitor handelt. Das gesamte Maschi- 5084 00 AUS -Busy nenprogramm umfaßt 4 KByte. Monitor und Schachprogramm Ot EIN nutzen die Restart-Adressen. das Anzeigeprogramm und die Ta- staturabfrage. Der Monitor beginnt auf der Adresse 040011 5086 XX Zielfeld beim Schachzug (2. KByte) und endet auf der Adresse 070611. Damit ist der Moni- 5087 XX Startfeld beim Schachzug tor auch ohne die restlichen 2 KByte des Schachprogramms funktionsfähig (eigentlicher Monitor ab 061511). Der Zeichenge- nerator befindet sich im Bereich von 0708H. ..071FH. SOFF XX Stackadresse Da der Monitor und das Schachprogramm den gleichen RAM benutzen, gibt zunächst Tabelle 1 seine Aufteilung an (X ist eine 5100 XX USR-Bereich. Diesen Speicherbereich beliebige sedezimale Zahl zwischen (1 und F). kann man frei nutzen, z. b. für selbsterar- 53F4 beitete Programme Tabelle /  Speich erbelegung 1. Monituradresse Adresse  Inhalt (HEX)  Nutzung 53F5 XX Low-Adresse für Breakpoint (HEX) 53F6 XX High-Adresse für Ilrtakpnint 04 Schachfigur Turm (Weiß) 53F7 XX 3 Byte reserviert für den Inhalt der Halte' 02 Schachfigur Springer (Weiß) punktadrcsse (Breakpoint) 03 Schachfigur Lauter (Weiß) 53F9 05 Schachfigur Dame (Weiß) 06 Schachfigur König (Weiß) 53FA XX CPU-RegisterA 03 Schachfigur Läufer (Weiß) 53FB XX CPU'Register C 02 Schachfigur Springer (Weiß) 53FC XX CPU-Register Ii 04 Schachfigur Turm (Weiß) 53FD XX CPU-Register E 53FF XX CPU-Register 3 XX -für Feldeintragungen Bei der Programmtestung mit Breakpoint werden in der obengenannten Folge die Registerinhalte der CPU abgelegt. 5000 5001 5002 5003 5004 5005 5006 5 007 5008 SOOF 5010   01  Schachfigur Bauer (Weiß) s6i 7 5018 -für Feldeintragungen 561F 5020 XX Spielfeld und Speicherbereich für Feld- eintragungen 50SF 5060 FF Schachfigur Bauer (Schwarz) 5067 5068 XX -für Feldeintragungen 5ObF 5070 FC Schachfigur Turm (Schwarz) 5071 FE Schachfigur Springer (Schwarz) 5072 FD Schachfigur Läufer (Schwarz) 5073 FB Schachfigur Dame (Schwarz) 5074 FA Schachfigur König (Schwarz) 5075 ED Schachfigur Läufer (Schwarz) 5076 FE Schachfigur Springer (Schwarz) 5077 1:3 Schachfigur Turm (Schwarz) 5078 XX -für Feldeintragungen 567F 5080 01.. .08 Spielstärke 1. .8 5081 XX Zugziihter 5082 00 - EIN -TON 01— AUS- 5083 00 AUS -Anzeige blinkt 01 EIN lii. Adresseneingabe Tabelle 2 informiert über die Eingabe der Adressen. Tabelle 2 Adresveneingabe Anzeige Adressen Daten TASTE »ADR« XXXX 04 Eingabe der Adresse: 5100 Eingabe: 1.: 5 XXX5 03 2.: 1 XX5I 02 3.: 0 X510 01 4.: 0 5100 XX (Inhalt 1 der Adresse) itt Breakpoint (Haltepunkt) setzen Für die Eingabe des Haltepunkts ist wie bei der Adresseneingabe zu verfahren. Danach sind die Tasten »Fu« und »BP« nacheinan- der zu betätigen. Die Haltepunktadresse wird unter den Adres- sen 53F5 und 53F6 gespeichert. Ein Programm mit Haltepunktadresse wird mit Ablage einiger Registerinhalte der CPU ab der Adresse 53FA (s. RAM-Auftei- lung) abgearbeitet. 1.2.3. Start eines Anwenderprogramms ohn4Breakpoint Die Eingabe eines kurzen Programms sei am Beispiel »ständige Ausgabe eines Tons« demonstriert (Tabelle 3). Das Programm läßt sich nur über RESET unterbrechen. Tabelle 4 zeigt den de- taillierten Eingabeablauf sowie den Programmstart. START des Programmes Die Adresse 5100 wird eingegeben. Anschließend sind die Ta- sten »FU« und »GO« zu betätigen (»GO« = 3 (II): 3. Tasten- ebene, die über »FU« erreichbar ist). Tabelle 3 Beispiel »Tonausgabe« Adresse Daten  Sprünge Mnemonic  Kommentar 5100 CD CALL 009AH  UP-TON 5101 9A 5102 00 5103 C3 11' 5100H  Rücksprung zum 5104 00 Unterprogramni »TON« 5105 51 Tabelle 4 Eingabeablauf und Programmstart zum Beispiel »Tonausgabe« Taste Anzeige Daten Erklärung Adresse ADR XXXX 04 Eingabe der Adresse 5(D) XXXS 03 1(9) XX51 02 0(8) X510 01 0(8) 5100 XX Anzeige des zufälligen Datenin- haltes der angezeigten Adresse Seg 5100, XX. 2.Eingabeebene 4(C) 5100 XC. 5 (dl 5100 CD 1.Byte eingeben ±1 5101 XX Speicherpiatzadresse um 1 er- höht Seg 5.1.01. X.X. 1(9) 5101 X9 Seg 5.1.0.1. X.9. 2 (A) 5101 9A 2.Byte eingegeben ±1 5102 XX 0 (8) 5102 X0 0(8) 5102. 00 3.Byte eingegeben So wird bis zur Adresse 5105 weiter verfahren. Mit der Taste »±1« wird auf den Speicherplatz 5106 erhöht. Damit wurde auch das Byte 51H in den Speicher übernommen. 1.2.4. Start eines Anwenderprogramms mit Breakpoint Der Breakpoint wird gemäß Abschnitt 1.2.2. eingegeben. Danach gibt man die Startadresse ein (s. Abschnitt 1.2.1.) und betätigt die Tasten »FU« und »BG«. Damit wird ein im RAM abzuarbei- tendes Programm bis zur eingegebenen Haltepunktadresse aus- geführt. Vorausgesetzt: dieses Programm ist fehlerfrei, so daß die gewünschte Adresse auch erreicht werden kann. Die meisten Ubungsprogramnie sollten auf einer Haltepunktadresse enden, damit das Programm einen konkreten Austrittspunkt hat. Es gibt aber auch die Möglichkeit des Rücksprungs in den Moni- tor. Die Rücksprungadresse lautet 05174. In der Anzeige muß mit dem Erreichen dieser Adresse die Anzeige 05ER 12 erscheinen. Wird davor das Registerpaar DE mit einer Konstanten geladen, erscheint dieser Wert in den LED-Anzeigen in den Positionen .4 (Tabelle 5). Nach dem Start dieses Programms erscheint in der Anzeige der Wert 1144. i'oheUe 5 Progromm.vrorl mit Rücksprung in den Monitor Register  D  E  Dateninhalt LED-Position  t. 2.  14.  6.7. Beispiel Adresse Daten Sprung Mnemontc  Kommentar 5100 11  LD DE, 1144  Zur Anzeige 5101 44 5102 11 5103 Cl  JPO5FB  Sprunginden 5104 P14  Monitor 5105 05 1.2.5. Anzeige der Breakpointadresse (die abgespeichert wurde) Dazu benutzt man die Tasten »FU« und »DP«, 1.2.6. Eingabe von Daten und Programmen in den Rechner Die einfachste Eingabe von Programmen im Maschinencode (HEX) wurde an einem Beispiel in Abschnitt 1.2.3. demonstriert. Das ist eine Art der Maschinenkodeeingabe. Dabei mußte je- weils über die Taste »±1« die Adreßanzeige um 1 erhöht bzw. erniedrigt werden. Des weiteren mußte dabei die Tastenumschal- tung über die Taste »Seg« beachtet werden. Die sedezimalen Zahlen 0.. .7 sind ohne Umschalten über »Seg« zu erreichen. Sollen die sedezimalen Ziffern 8.. .F ausgegeben werden, so ist zuvor »Seg« zu betätigen. In diesem Fall leuchtet danach der Di- gitalpunkt der Anzeige. Nach Eingabe einer Zahl zwischen 8 und F wird der Digitalpunkt wieder ausgeschaltet. Die 2. Art der Maschinenkodeeingabe unterscheidet sich gegen- über der 1. dadurch, daß die Erhöhung der Speicheradresse ent- fallen kann. Nachdem das 2. Halbbyte des Datums eingegeben wurde, erhöht sich dabei die Adresse automatisch. Diese Art der Maschinenkodeeingabe ist wie folgt zu vereinbaren: a) Adreßzähler »Erhöhen«: Eingabe einer Adresse X - Beispiel: (X = 5100H) Eingabe: SOFFH Nach Betätigen der Tasten »Seg« und » ± 1« wird die Adresse 5OFFH zu SOFEH. Dann ist die Taste »Seg« erneut zu betätigen, bis die Adresse 5100 erreicht wurde. Damit erhöht sich die Adresse bei Eingaben automatisch (bitte beachten!). b) Eingabe des Modes: Tasten »FU« und »SS« betätigen. Werden diese Tasten ein weiteres Mal in dieser Reihenfolge betätigt, so wird dieser Eingabemode wieder in den 1. Mode zurückgesetzt. 1.2.7. Kopieren eines Speicherbereiches in einer anderen (Taste »BL«) a) Eingabe der Zieladresse wie Breakpointeingabe; b) Eingabe der Startadresse wie normale Adreßeingabe; c) Eingabe eines Datums wie Dateneingabe. Danach können je- weils Blöcke von 225 Byte kopiert werden; d) Tasten »FU« und »BL( betätigen. 1.2.8. Einfügen eines Bytes (Inser-Funktionen: Taste »INS«) a) Eingabe der Programmadresse, bis zu der verschoben werden kann, wie die Breakpointadresse; b) Eingabe der Adresse, an der ein Byte eingefügt werden soll, wie normale Adreßeingabe; c) Tasten »FU« und »INS«; d) auf der Adresse, die frei werden sollte, muß eine 00 erschei- nen; e) Eingeben des neuen Datums auf die (Insert)-Adresse. 1.2.9. Herauslösen eines Bytes aus einem Programm (Delete-Funktion: Taste »DEL«) Analoges Vorgehen wie bei 1.2.8., nur mit dem Unterschied, daß auf der Adreßanzeige das angezeigte Byte der Adresse N durch das Byte der Adresse N + 1 überschrieben wird. Das wird für den gesamten Block bis zur gewählten Breakpointadresse getan. Aktion: Tasten »FU« und »DEL«. 1.2.10. Ein- und Ausschalten des Tones Der Ton wird mit den Tasten »Seg« und »FU« ein- und ausge- schaltet. 1.2.11. Abschließende Bemerkungen in der Vorstellung des Monitors sind einige Elemente des Schachprogramms enthalten (Speicheradressen des RAM). Die Nutzung des Computers für diesen Zweck dominiert; darüber täuscht auch die reizvolle Kombination eines Lern- mit einem Schachcomputer nicht hinweg. Damit ist der beschriebene Mo- nitor nur ein kleines und vielleicht interessantes Instrument, um diesem Rechner auch weitere Nutzungen zu eröffnen. Die Be- schreibung des Monitors wendet sich an alle die, denen der Um- gang mit Maschinenkodeprogrammierung nicht fremd ist. Zur Programmierung im Maschinenkode muß auf einschlägige Lite- ratur verwiesen werden. Tabelle 7 Tazteeurabfrage-Unterprogramm PUSH HL ;HL für Ergebnis setzen PUSH AF LD B4O8 Anzahl der abzu- fragenden Leitungen LD A.0 LD C,A GUT p511 IN F6H Cl' FF11 JR Z ,144 Ergebnis keine laste betätigt P11511 BC LD B4O4 SL C (CB21: unbekannter Befehl - 1 links verschoben) DJNZ Ni AND C LD (HL),A POP BC IR N3 INC C LD A,C DJNZ N2 POP BC POP AF POP HL RET N2: Ni: N4: N3: Tastenwertigkeit (DL) 67  61) 6D 6E 57  58 5D St 47  4B 4D 4E 27  2B 21) 2E SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik \   Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 5)   6-17 1.2.12. Systemkonstanten ROM (EPROM)-Bereich: 00001-1.. .OFFFH, RAM-Bereich:  5000H.. .53FFH (unvollständig adressiert über A14). 1-10-Adressen: OUT F5H: Ausgabe - LED-Digitalansteuerung und Aktivie- rung der Tastatur (Zeilenaktivierung), OUT 00-0711: Ausgabeadresse zur Segmentansteuerung der LED-Anzeige (Tabelle 6), IN 17611:  Tastaturabfrage. Tabelle 6 7-Segnrerzttabelle (070811) Adresse (Hex) Datum (Hex) Symbol 0708 3F 0 0709 06 1 070A 5B 2 070B 4F 3 070C 66 4 070D 6D 5 070E 70 6 O7OE 07 7 0710 7F 8 0711 6F  - 9 0712 77 A 0713 7C 0 0714 39 C 0715 55 D 0786 79 E  - 0717 11 5 0718 3D 0 0719 76 H 071A 40 - (mittleres Segment): Minuszeichen 0715 08 — (unteres Segment): Cursor 071C 09 - (oberes und unteres Segment): Schach-Matt 0711) 00 Space Tabelle 8  7-Segmeetaezzeige (maximal Sszellig) aus .4uzeigepuffer 1.2.13. Einige Programmbeispiele Unterprogramm : HL vor Aufruf laden! Beispiele LD DE.00 1.2.  3.4.  5.6.  7.  8. Anzeigeprogramm und Sprung ins Betriebssystem, Ausgabe M03:  LII A(HL) :HL z.B.: 53E4H  HL-Adresse einer Information an die 6stellige LFD-Anzeige. PUSH HL Der Inhalt des B-Registers wird dabei auf die Anzeige-Daten PUSH DE und der Inhalt des Doppebegisterpaares DE auf die Anzeigt> Adressen ausgegeben. LD IIL.0708H ;7-Segment-Tabelle LE E,A LD DE,1234H ADD HL,DE ;Symbolpositioosberechnung LD 13,5611   . für Ausgabewert CALL 0615F LD A(IIL) JP 05F4H  Anzeige: 123456 POP DE Uni in den alten Anzeigemodus zu kommen, muß die Taste »ADR« 2mal betätigt werden (Datenanzeige = 041). PUSH DE Beispiel h LD BC,0807H ;C=07 Adressen, 8 = 8 — Anzeiger (Tabelle 7) PUSH BC PUSH AF Beispiel c LD A.OAH 7-Segmentanzeige für eine 8stellige Anzeige (ist maximal an- MOl:  OUT C schließbar) aus einem Anzeigepuffer (Speicherzellen, durch 8-IL DEC c: adressiert); 3711 Byte (Tabelle 8).   DJNZ MOl rur At POP BC M02: LD DA AND 8011 ADD E OUT C LD A,D RLCA DEC c DJNZ. M02 Pop DE POP HL DEC HL INC lt PUSH BC ;Zeitschleife LD 13,FFII M04:  DJNZ M04 Pop BC LD A,08 CP E Sind alle Ausgaben erfolgt? JRNZ M03 nächste Ausgabe RET Beispield  - Zufallszählerausgabe - »Würfelprogramm« (Tabelle 9): Taste 0 (8) betätigen; unterbrechen über RESET. Tabelle9 Wüifelprogramm Rt:  LD 13,0511 Anzahl der zufälligen Zahlen MI:  LD A,0411 ;UntereTastenreihe OUT F5H ;Low-Ausgabe IN  P611 Lesen der Tastatur [PL ;A: -/A CP  01 ;Tastenreihe rechts? JR Z M3 DEC B LD A,B CP FF11 JRNZ Ml Mit Tonausgabe: CALL 009AH JP  Ri M3:  ID DREH Anzeige 1.2.: Aus (Space) LD ABOH Anzeige 1: Aus (Space) ADD 13 ;n:  Zufatiszaht dürch zufällig bediente Taste LD li,A CALL 0610H JP Ri 2.  Bauunterlagen Wie bereits in Abschnitt 1. erläutert, besteht das Gerät aus 3 Lei- terplatten. Die Hauptplatte trägt den eigentlichen Computer ge- mäß Stromlaufplan nach Bild 1. Der Stromlaufplan des Netzteils geht aus Bild 2 hervor, die Anzeige ist entsprechend Bild 3 aus- gelegt. Zu Bild 1 gehört die Leiterplatte nach Bild 4. Bild 5 gibt die Netzteile und Bild 6 die Anzeigeplatte wieder. Je nach EVROM-Typ sind unterschiedliche Verbindungen erfor- derlich. Bild 7 informiert darüber. Bild 8 bis Bild 10 enthalten Empfehlungen für den praktischen Aufbau. O  Befestigungslöcher für Nelztrnns- forrnator und Nelzteilleilerplalte für 50 340 für SD 339 45'hochbiegen Befestigung  für die Änzeigeplatte nE:i i i i li Netz RESET c » GE 9G®G®G ®GG® G®Q K! » Bild g Konstruktionsvorschlag (Draufsicht) Netzleiterplatte Anzeigeplatte \\ // HA 7805 Netzschalter 50340 50339 1 [Metzltonstormab0r / Houptleilerplotte Taste, Bild 10 Konstruktionsvorschlag (Seitenansicht) \ SCHALTUNGSSAMMLUNG . Fünfte Lieferung • 1989 Kapitel 6 -Mikroprozessortechni il Blatt 6-1 8 Schach- und Lerncomputer SLC1 (Blatt 6) - -- --  1  Bild 9  Konstruktionsvorschlag (Rückansicht) gühlkörper Tastenplatte m 3  m g 0 1 6fürLP-Buchse Netzsicherung Neizkabeidurch - führung mit Zugentlastung \ HA7805 3. Hexdump Tabelle 10  Maxchineaprngmmmliste vo,, Monitor und Sekachpmgra/nm MBDR Oaia'4a5 j J7  .h  aao aardLr ADLR ag1a3a4a5 3:  1 3AiSh dE t flQC 7 Pr5 7 3I4_ '  '  iL   ?rJr,rir  :  sr ii -  i:s  'L'  :- Z, 7c is r   _ :_  ii  _ 4Nr4  IICL_  jj St A7'M  i  . .rL   [  liL)_ •'?iE07iE7  c: c: Ci i  :r_ij  i  Z  L' li'ks ‚.kII   1  r  [  3I:)L  :r ii t'c  .r  t  J7  -  I_  lJj aA d)LJd ¼ idC 5S7S1flLJ[[  - - ---- ----  r tii R  ji  r- r;u-r-r7 Tt -c -r ÜELI 3_ _  El jiri LHUHU2 .r  _ i1u rr rr  L E ' 1[  t J -5  B Fr [  '-'  to iii L L  t 7  c  ii 12¼ Bti  7[[7,7  s  c_ ---  ' iFi -  _j- 14O FBTta2TtFnitE ;TtE 7 TtGr3FcJj:trrr j15 j rrr3[:c j1clj 22  A1-1 -'   - _t -'  j4  '  L  .i  'L rL..rr  L-,1  rrt '1C3'14EEE iflCl-.:tD  T'r '1« 1 ilAt ' rilr. 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Schachz ugbe re chnung WR STB STB BlJSl ausY Dotenat ausgab Bild 2 Zeitablaufplan zur Parallelschnittstelle C 85/3, Stromlaufplan SCI-TALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1) 1989 1 Blatt 6-19 Einleitung Der Beitrag behandelt eine einfache zusätzliche Baugruppe, die, als Modul in den KC 85/2 oder KC 85/3 eingesetzt, parallel 8-bit-Daten z. B. zur Ansteuerung eines Druckers ausgibt. Dabei wird die Gültigkeit der Datenpegel durch einen Strobe-Impuls des KC und die Bereitschaft des Empfängers zur Datenüber- nahme durch Low-Pegel der )3L'SY-Leitung dem KC gemeldet. Auf Grund der Unterschiedlichkeit existierender Eingangs- schnittstellen kann die Baugruppe für Betreiber von Druckern oder anderen peripheren Geräten mit sogenannter Centronics- Schnittstelle nützlich sein. Lösungsbeschreibung Die Kleincomputer KC 85/2 und KG 85/3 vom VEB Mikroelek- tronik Wilhelm fleck Mühlhausen zeichnen sich durch die Mög- lichkeit einer recht leistungsfähigen Pixeigrafik aus [1]. Nach- dem bereits Vorschläge zur Ansteuerung von Druckern mit serieller Schnittstelle [2] sowie mit IFSS-Schnittstelle [3] vorlie- gen, wird im folgenden eine einfache Lösung einer 8-bit-Parallel- Datenausgabe vorgestellt, die nur geringen Bauelementenufwand erfordert. •SV Die Hardware nach Bild 1 besteht aus einem 9-Kanal-Bustreiber mit Speicher DS 8212 sowie einer Adreßkodier- und Quittungssi- gnal-Logik. Die Schaltung wurde so entworfen, daß sie in beiden verfügbaren Modutschächten des 1W 85/2 betrieben werden kann, bei externer Versorgung mit 5 V/0,5 A auch am rückwär- tigen/Erweiterungsbus, an dem die 5-V-Spannung nicht verfiig- bar ist. Das Interface kann auf Grund der Einfachheit nicht in der für ROM- und RAM-Erweiterungen vom Hersteller vorgesehenen Weise abgeschaltet werden. Für eine zu diesem Zweck mögliche Erweiterung wären die Anschlüsse MEI8/MEIC (A24), ME08/MEOC (824) und bei daisy-chain-Verkettung eines Inter- ruptbctriebs IEIS/lElC (Ab) und lE08/IEOC (BiO) an den An- schlüssen der direkten Steckverbinder in den Modulschächten zu benutzen. Die Adressen werden nach Bild 1 für die Datenausgabe über,den Port FEH = 255dezimat dekodiert. Derselbe Port wird zum Ein- lesen des Quittungssignals des peripheren Geräts über die Da- tenleitung DO benutzt. Für eine eventuelle Änderung sei ver- merkt, daß vom Hersteller die I/O-Port-Adressen COH. - .FFH empfohlen werden, da 88H ... 81311 für den internen PIO-Schalt- kreis, 8CH.. .8FH für den internen CTC-Schaltkreis und die übrigen Portadressen für Module bzw. Aufsätze des Herstellers reserviert sind [4]. Als Quittungssignale eines peripheren Geräts mit sogenanntem Centronics-Eingang stehen für die erfolgte Datenübernahme und -bearbeitung die Signale BUSY (high-aktiv) bzw. ACK (tow-ak- tiv) zur Verfügung. In Bild 2 ist der schematische Zeitablauf skizziert. In Abhängigkeit von der für den Betrieb der Schnitt- stelle benutzten Software muß die Gefahr einer zu frühen und damit falsch beantworteten Abfrage der BUSY-Leitung des Druckers vermieden werden. In der vorgeschlagenen Schaltung kippt bei Ausgabe eines Bytes an den Drucker sofort ein Flip- Flop, wodurch ein BUSY'-Signal auf High-Pegel gesetzt wird. Das verhindert bei Abfrage durch den Rechner die Absendung weiterer Zeichen. Während der Abfrage gelangt mit einem Tri-State-Ausgang vom DS 8216 der BUSY'-Status nur dann auf die Datenleitung P0 des KC, wenn der Schnittstellen-Port gelesen wird. Diese BUSY'- Leitung wird erst mit der abfallenden Flanke des BUSY-Signals des Druckers wieder auf Low-Pegel gesetzt. Der Zweck der Erzeugung des Signals BUSY' besteht darin: 1. mit der sehr kurzenTTL-Schaltverzögerung von D2 ein Signal zu erzeugen, das die gerade erfolgte Absendung eines Bytes an den Drucker anzeigt, und 2. dieses Signal erst mit der Wiederbereitschaftsnieldung BUSY = »Low« des Druckers wieder zurückzusetzen, wie im Zeitablauf von Bild 2 skizziert. Damit soll verhindert werden, daß (wie bei anderen Parälletdruk- kerinterfaces beobachtet) bisweilen das BUSY-Signal des Druk- kers nicht rechtzeitig »High« wird. Dadurch sendet der Rechner- prozessor ein weiteres Byte aus, das der Drucker dann nicht ausgibt, weil er mit der Ausgabe des zuvor gesendeten Zeichens noch nicht fertig ist. Die verschiedenen Drucker erlauben unterschiedliche nichtver- schwindende Verzögerungszeiten zwischen dem Strobe-Impuls und der Busy-Rückmeldung. Während des OUT-Befehls läßt »Low« die Daten-bits im DS 8212 zwischenspeichern. wo- gegen BUSY = »High« vom Drucker die Speicherung wieder auf- hebt. 3. Interface-Software Die Software zum Betreiben des Interface kann dem verwende- ten System angepaßt werden. Im einfachsten Fall der Benutzung des Betriebssystems CAOS (d. h. ohne ROM-residenlen oder von der Kassette in das RAM geladenen BASIC-Interpreter) im KC 85/2 kann man eine Ausgabe-Schleife mit einem geeigneten neuen Schlüsselwort in das Menü aufnehmen. Ein Beispiel zeigt der Ausdruck eines Maschinenprogramms in Tabelle 1, das mit dem Schlüsselwort LPRINT im Menü von CAOS erscheint. Es kann mit den nachgestellten hexadezimalen numerischen Angaben (durch Leerzeichen getrennt) der Start- adresse der auszugebenden Zeichenkette sowie deren Länge auf- gerufen werden. Gemäß den Hinweisen in [1 beginnt diese Menüerweiterung mit der Schlüsselwortkennung 7FH, 71711 (Prolog), der ASCII-Zei- chenkelte für das neue Menüwort (im Gegensatz zu [] sind ma- ximal 6 Zeichen zulässig) und dem BJüschirnisteuer-Byte 01H (Epilog für aktiven Bildschirm). Es folgt die abzuarbeitende Ma- schinenroutine im U-880-Kode, die mit einer Return-Anweisung an geeigneter Stelle die Rückkehr in das Betriebssystem CAOS - gewährleisten muß. Bei Ausführung einer derartigen Meuüerwei- terug werden gegebenenfalls nach dem Schlüsselwort angege- bene numerische Parameter (in der Reihenfolge ihrer Angabe) in die Systemvariahlen ARG1 (ß782H). ARG2 (B784H), ARGIO (B794H) sowie die ersten 3 in die Prozessor-Doppelregi- ster HL, DE und fiG übergeben. Die Routine nach Tabelle 1 be- nutzt diese Möglichkeit. Sie verbietet alle maskierbaren Inter- rupts und fragt die Fertigmeldung des Druckers im Polling-Be- trteb ständig ab. 4. Ausgabe in BASIC Für die Druckerausgabe mit BASIC-Befehl wird vom Hersteller die Verbiegung des Zeigers für einen der benutzerreservierten Ausgabekanäle *2 oder *3 empfohlen (Systemvariable UOUT1 bei B73D1i bzw. UOUT2 bei B7C3H). Ein Beispiel dafür bietet die Routine nach Tabelle 2, die den benutzerreservierten Ausga- bekanat *2 verwendet. Dazu wird mit dem Aufruf des neuen CAOS-Menüworts LPINIT nach dem Laden der gezeigten Rou- tine der Systemsprung-Befehl LJOUT1 bei Adresse B7BDH auf die Einsprungadresse ASCII des Zeichenausgabeprogramms ver- ändert. Außerdem gibt der Aufruf von LPINI1' bei Bedarf an den angeschalteten Drucker einen Reset-Befehl PRIRES (in Ta- belle 2 z. B. das Byte 1811) aus, um eine definierte Anfangsbedin- gung im Drucker (beispielsweise das Löschen des Zeichenpuffer- speichers) erzwingen zu können. Die eigentliche Zeichenausgabe kann bei Bedarf so gestaltet wer- den, daß für Rechner, die bei .Zeilenabschluß nur einen Wagen- Tabelle 1  fsekpielprogramm zur Menüerweilerung Adresse Inhalt Marke Mnemoniacher Code Kommentar  - des KC 85/2 oder KC 85/3 durch eine  - einfache Prurkr000ne 0100 75 7? PROLOG DEFB #7F,fl7 ;tleuea Menüwort 0102 40 50 52 NL'NO BErN "LPHINT'' ;AP.G1=Startadresse 0105 49 48 54 ;AR02=Länge 0108 01 EPILOG 0EFB 501 Bildschirm aktiv 0109 53 01 kein Interrugt 010* 42 LII d,0 ;bc:=AR02 0108 4B LO c, 0100 03 INC PC 0100 08 SEKT 010 CC Längs verringern 0105 715 LC AB ;und aer OIOF ei an 0 ;Null 0110 20 02 JR NZ,PRTNT ;teaten,  wenn  3a 0112 FE EI ;Interrupt  enable 0113 09 BCT und Rd ckkehr 01111 75 PRINT LO A,(HL) Zeichen holen 0115 03 PF OUT (#YF),A und ausgeben 0117 23 INC ML Adresse erhöhen 0118 DB 55 BUSY IN A,(#FF) Busy abfragen 011* 08 47 BIT 0,A solange high 0110 20 FA IN NZ,BOBY ;weiter fragen 0111 10 CD JR NUT danacn ndchstes 0120 Zeichen drucken 0120 20 21 22 IlSE '   ',''','''" Beispiel- 0123 23 24 25 0126 30 31 33 0U0 "0',''1","3" folge 0127 Cii 0* 5)158 #0D,#OA CR,L7 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1' Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik \   Parallelschnittstelle für KC85/2 und KC85/3 (Blatt 2)   6-20 rücklautbefehl 0DM ausgeben, und Drucker, die für den Zeiten- verschob nach einem Wagenrücklaufbel'ehl ein gesondertes Zeichen OAII erwarten dieses automatisch nach jedem Zeichen ODE] erzeugt wird. Falls das (wie beim KC 85/2) nicht erforder- lich ist, so kann man das Anfügen des Zeilenvorschubbefehls einfach durch einen Return-Befehl in Zeile 012011 ersetzen. Die Routine wird in BASIC-Programmen mit dem Befehl PRINT n2; »gewünschte Zeichenfolge» aufgerufen - oder - auch als Kommando zum Ausdrucken von Programmtexten - mit LIST *2 mit den unbedingt erforderlichen Anführungszeichen, da sonst ein Syntax-Fehler angezeigt werden würde. Die Routine zur Zeichenausgabe ist ohne jegliche Adressenän- derung frei verschieblich. Nur die Einsprungadresse, auf die der Ausgabekanal des Rechners mit Aufruf von LPINIT verändert wird, ist bei Benutzung des Programms nach Tabelle 2 an eine andere Adresse entsprechend zu verändern und wurde deshalb in Tabelle 2 unterstrichen. 5.  Bhldschinnkopie Tabelle 2 enthält außerdem als ein Beispiel für ein Programm zur Ausgabe von Bildschirmpixelgralik auf einem angeschlosse- nen Drucker ein assembliertes Maschinenprogramm, das als Prinziplösung erläutert ist. Diese konkrete Routine wurde für einen Drucker des Typs UI' 550 der Firma Seikosha geschrieben. Je nachdem, welcher Drucker verwendet wird, unterscheiden sich die Steuerzeichen, aber auch die Pizelzeilenorganisation, die dem Drucker übergeben werden müssen, um Grafik auf dem Papier wiederzugeben, zum Teil erheblich. Daher kann dieses Programm für den Einsatz anderer Druckertypen nur als Anre- gung dienen, wobei die Kommentare das Verständnis hoffentlich erleichtern. Literatur [1] 11. VÖIZ, Grafik auf dem KC 85/2, radio fernsehen elektronik, Heft 1/86. Seite 21 bis 23. [21 H. Vötz, Serielle Schnittstelle für KC 85/2. radio fernsehen elektronik, lieft 3/86, Seite 114 bis 116. [ 3] K. Roth, Ingenieur-Arbeit, Kommerzielle Schnittstelle für den KC 85/2. Görlitz 1986, Ingenieurschule für Elektronik und Informationsverarbeitung. [4] Systembeschreibung HC-CAOS Versionen 2.1/2.2 (Stand 9/85), VEB Mikroelektronik »Wilhelm Pieck« Mühlhausen. [ 5] J. Male, Schnittstellen, mc, Heft 7/83, Seite 30 bis 33. [ 6] M. van der. ‚14'eer, Parallelschnittstelle für KC 85/2, radio fern- sehen elektronik, Heft 10/86, Seite 619 bis 620. Tabelle2 7000 10 050 #7000 Dnjck'ousgahe  'nil BASIC.Befe/,I  und Bulctvcltirmpixelgrafik 707K 20 P»OLCG EQU a/F?? NENuKZONUNG (Beispiel für GP 550) ocoi 30 EPILOG nou rOl;ScnEENAKTIv 0015 40 P51515 EQU ‚i18;PRINTERCESET B7O 50 00011 1W0 k57t30;01)TKANAI#2 17000 727F 60 DZPW PROLOG 7002 4050494E 70 0N}'M LPJNIT ';PRINTINITIALISIßRONG 7000 01 80 DEPEI EPILOG 7009 21aaa7 90 LD 'nL.uOUTI+l;AtJSGAiJli 7000 111470 100 LD DE.A03;P.OUTINEN 700? 73 110 21 (Hl).E;STAaT 7010 23 120 INC Hl;ADRESSE 7011 72 130 10 (HL).0ABLEGE5 7012 fllc 140 11) A.PRIRES;PRINTIIRRI'SkjT 15c 7014 15 160 AUS FUSS AFaEIcHEN RETTEN 7015 581'? 170 BUCK 114 A.(FFP);0RUOKIH 701! 0847 180 53'!' O.A;8EHEJ.T  7 7019 20FA 190 JR NZBUSY;iIS.WARTE! 7018 21 200 POP AP;ZEIONEU HOOlti 7010 13t1 210 OLT (7?F),A;UND hALS 7011 09 220 R EG UND 155130 /012 OF 230 CON'LR BEKa !0?;N0aMALER ZEIOnEOAUSTAN0 7020 1639 200 OEFR alB.  9  GRAFIk3ILLNVoR5CHUB 7022 15 200 0118 /f18;STEUEBWOR2 7023 49353132 260 BEIM 1512  512 21111 7027 1836 270 UHPN #1B.  6  NORM.  ZEILENVORSCHUB 280 70Z9 7K77 290 051W PROLOG 7028 53434342 300 DBPM S000PY  ;SCREEN-00PY 7031 01 310 nE?» EPILOG 7032 2107A0 320 LD HLsA0073i  ZEII]E.40.SPALTE 7035 3108 330 LG A ‚o08 RECHTES PUENICTHL 7037 0108Ob 340 RECHTS 10 B040008;TEILOLOCEABBTANO 7011 110002 350 - LD aE.»0200 703D 006570 350 CALL SPALTE:ZEJUHENEPALTE KOPIEREN 7040 eUK5 370 UH HZ .HEUHTI;0IS 5.10572 PEaTIG 7042 211280 380 LD HL.?801F;1.ZEIIE  32.SPALTE 7045 3220 390 LD A.J2O32 SPALTEN LINKES TEIL UI UI (51 010104  UI 5-1 040  = 014001  UI  UI  UI  010101  01 o 014-14  UI  01  010100101  01  04 -  0100-.  UI  •40 UI 04 51 UI UI  0  UI 0-  4(1 = 40  [ 4  0-  UI UI UI UI 0441 UI  UI  UI 0  0  01  > 4  01  01010101010101  UI   UI UI  UIUIUI  UI  UI  540 UIUIUIUIE"UI  (4  UI  UI (4.  04.1' -'  01001<  010-04<0101  UI  UI  UI  (*1 (0010101  UI (50 01 [ .1 UI 0 UI  UI UI UI  UI  UI  UI UI'  UI 01 UI UI  UI 010  UI CO UI 01:4 UI UI UI UI  (51 UI -  UI UI UI UI  4-. 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Des weiteren ist die Systemtaktfrequenz identisch mit der des K-1520-Systems. Der nichtmaskierhare In- terrupt wird schreibmaschinenintem nicht benutzt. Der durch einen NMI bewirkte Aufruf der Adresse 661-1 bewirkt jedoch, daß eine Prüfung der Speicherbelegung der Adresse 8000H ge- schieht, die maschinenintern nicht belegt ist und daher als FF11 gelesen wird. Mit jeder von 0011 verschiedenen Belegung dieser Adresse bewirkt jedoch das NMI-Service-Programm den Sprung in ein Minimal-Monitorprogramm, das im ROM-Bereich der Schreibmaschine enthalten ist und hexadezimale Dateneingabe, Blockverschiebung, Schrittbetrieb, Registerprüfung und weiteres ermöglicht. Das TBK nutzt nun aus, daß beim Auffinden des Speicherinhalts OOH auf Adresse 800011 ein Sprung zu dieser Adresse ausgelöst wird. Daher wird das TBK mit einem NMI-Impuls aktiviert und ist mit einem Steuerprogramm im 1-KByte-EPROM ab Adresse 800011 bestückt. Die Rückkehr in das Betriebssystem geschieht über einen Befehl R.ETN an die Stelle, von der aus das Betriebssystem durch den nichtnzaskierbaren Interrupt unterbrochen worden war. Das zu- sätzliche Programm im TBK fragt u.a. einige Tasten der Schreib- maschinentastatur ab und realisiert die Eingabe von 4stelligen (Hexadezimal-)Zahlen, die im 7-Segment-Display der Schreib- maschine angezeigt werden. Die Betätigung der Tasten STOP (rot), 5 und L der Schreibmaschine wird für die Verzweigung zum jeweiligen Programmteil für die Fehlerlöschung und Rück- kehr in das normale Betricbssystcm, für den Start der Aufzeich- nung des Textspeicherinhalts auf Magnetband bzw. für den Start der Routine zum Einlesen eines früher aufgezeichneten Spei- cherinhalts vom Magnetband in das RAM ausgewertet. - In das Schreibmaschinenbetriebssystem wird an die Stelle und in den Systemvariablenzustand zurückgekehrt, der vor Auslö- sung des NMI bestand, auch, wenn in der Regel der Inhalt des Text- oder Bedienfolgespeichers modifiziert worden war. - Die Aufzeichnung des RAM-Inhalts der Schreibmaschine auf Magnetband betrifft den festen Speicheradressenbereich 40E4H -. 4DCHH. In diesem Bereich liegen die Inhalte des Text- und der Bedienfolgespeicher. Unberücksichtigt bleiben die Formatspeicherinhalte. 07 AS 48 41 42 43 A4 AS Ab 47 48 An 01 Dir 01 02 03 06 05 06 07 AS A6 - 48 — ‚ - A9 47 MMI flR4 SP   XC) C6 R7 1C8 1 &   'R5 5p R13 p5-112,  91 0 R3  RI  C4 R15 Si   j3 R2   R8 RI O R11 02 04 Bild 1 Stromlaufplan des Magnetband-Koppelbausteins ra ØYJF  __ LE rbw ~ P NJ   /(2/D1  ii 1k & R7j ip ca   IQi • - flRlS   05 rlI I cI .u.ujJt 54 l,J 52 c8   eg rj 1 R2 LL 3 Bild 2 Leiterplalse zu Bild 1; a- Leiterseite, h -Bestückungssejle Die Aufzeichnung läuft in 2 Blöcken ab: 1. Kopfblock aus * Kennton (etwa 3 s) * Synchronisierimpuls * Kopfblodkkenn-Byte 0011 * 17 Byte Datenblockcharakterisiemng * Prüf-Byte 2. Datenblock aus * Kennton (etwa 1 s) * Synchronisierimpuls * Datenblockkenn-Byte FFH * ODDBH (= 3544) Bytes Daten (Speichcrbereich 40E411 bis 4DCCH) * Prüf-Byte. 1 Der Aufbau der 17 Byte DatenNockcharakterisierung im Kopfblock lautet: 03H (Datenfeletypkennzeichnung), 4 Zeichen (Hexadezimal-)Ziffern im ASCII-Kode als Auf- zeichnungsname, 6 Bytes 20H (ASCII-Leerzeichen), E4H, 4011 (1. Adresse des aufzuzeichnenden RAM-Inhalts), D811, ODH (Länge des Datenblocks, also Anzahl der Bytes), 2 Bytes unbenutzt. Die Daten werden durch sequentielle Kodierung der 8 bits jedes Bytes, mit dem höchstwertigen beginnend, in Form von Doppel- flankenimpulsen aufgezeichnet, die für den bit-Wert 0 etwa 0,25 ms Flankenabstand und für den bit-Wert 1 einen doppelt so großen Abstand aufweisen. Diese Flanken werden durch Setzen und Rücksetzen eines FLip-Flops für jedes bit erzeugt. Vor der Ausgabe an das Magnetbandgerät zur Aufzeichnung durchlaufen sie einen RC-Tiefpaß, um den Oberwellenauteil des Signals zu vermindern. SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 6 -Mikroprozessortechnik Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen   6-22 S 6001 (Blatt 2) Zum Wiedereinlesen der Daten benutzt man Warte-Zählschlei- HOSE 27 580 61/19 6 fen des Prozessors, Ihre Zählergebnisse werden nach Registrie- rung eines Flankenpaars zur Entscheidung herangezogen, ob in- 3860 13 619 TA3 886 nerhatb einer vorgegebenen Maximalzeitspanne eine erforderli- j a INC D ehe Flanke erkannt wurde und welchem bit-Wert die Summe der 8964 47 690 289 +10,063 Zeit nach einer aufsteigenden und einer abfallenden Flanke zu- 650 JR r NZ,?41 zuordnen ist. 8068 67 670 Aufzeichnung und das Wiedereinlesen werden außer durch die Prüfung des  gignalflanken innerhalb erwähnte  Auffinden   von 0000 79 710 11 vorgegebener Zeitgrenzen durch Bildung eines sukzessiven Ex- d06E A7 710 klusiv-Oder-Resultats gesichert. Das bezieht sich auf alle aufzu- 8071 2808 730 ifi z  061 zeichnenden sowie wiedereinzulesenden Bytes eines Blocks. Das 8879 18 748 114 RRA letzte Ergebnis wird als Prüf-Byte aufgezeichnet, das beim Einie- 760 1911, 90,064 sen mit dem Prüf-Byte verglichen wird, das während des Einlese- 5877 47 770 61/18 vorgangs mit den gelesenen Bytes gebildet worden war. Dieses 8078 23C1 -Iß- 1 .1 1 ri z,-äi Prüf-Byte entspricht der Parität der jeweiligen bit-Position, die 8275 07 800 11806 bei jedem Mal wechselt, wenn ein Byte au fgezei chn et wird, in 8u70 0/ 810 116,6 dem die jeweilige bit-Position mit dem Wert 1 belegt ist. 9073 ‚ .' i2 820 600 8806 OH 0 Die verwendete Schaltung des TBK (Bild 1) benutzt für die Aus- 1F100 i .o gabe und für das Ausgeben der bits die Datenteitung D7 des Pro- 0002 3i 46 850 09 140 zessors, au f die alte 8 bits jedes Bytes durch Rotationsbefehl ge- 70 98 lI Li lenkt werden. Ein- und Ausgabe werden über eine unvollstän- 8084 oo» 090 0? ;62 dige Dekodierung der Adrcßleitungen aktiviert, die auf A4 und C A708I 900 Ji Z,SLD A7 High-Pegel (z.B. Portadresse 9011) führen müssen. Die Rieb- 8067 2015 920 JE 112 : E I S wi rd wd dann du rch Auswertung des Pegels der /RD Leitung SEP 4 4  11)  8 198 1118  AtE/LUAB für einen bidirektionalen Buspuffer festgelegt. 3095 90 1,50 1102 • '1000 90 960 +109 9097 3820 970 JR SOOFt 609921 080 POP 83 2  Software 9096 191947 990 Lt 0,6 3090 EDEl i000 pop FA Tabelle /  Software Jun Magnetbond-Koppelbaustein 60°l ~I OAG 8011 El 1010 1020 pof 202 tx III, Don i 81 1030 702 68 3900  17  0+13  ;100708l.9o0',25 1/00:' 01 103.9 702 90 9300 09  29 X29  1102 90/.? 71 1059 '82 62 '3001  80  30  EX  (39), HL  . 9964 EDaS 1960 539 ph9N 990235  40  p933 AF 9026 1610 1919  LIII Lt 0,419 3003  91:10  50  EL?  7,11 5960 1£U0 1959 L8 8, 91095  2004   :11)  311  0.8211 3066 210900 1090 L8SL,?Ot .90:0721  70  203  6? 99619 III 11082941 OFCIL) 11009  13  120  EX  (8P ),HL 3068 2000 1110 .18 0,8019 000969  99  1/37 '059 10 1120 TEIl 1/ 9902 00  109  1101' 901/' 23 1130 INC EL 0909:31  . 113  Nl'l71  ?9241  . 6022 10 1140 080 0009 89  120  IX  (OP) ,HL 1/033 1925 1110 .96 904011 819'  1.,  36168 )]) C-1 3 II:) +1 9098 05  100  P063 80 8080 75 1179  0991: L9 3003 05  150  RoSE Dl 3009 07 1191 11606 0010 ES  100  20198 EL  ' 090/ 07 1100 1/LOh 9011  8085  170  2068 FA •5082 07 3200 0013 2885  100  2036 lT 0010 97 1910 81906 9915  1057  199  18  6.0 0063 1941 1229 LII 9,904 0017 35  200  3163 62 9992 97 1930  Dj5 394/. 0010  3833  210  I1,'I  Lt  A,/FP156901  P10-INt? .9009 6611 1240 1/6 0 0016  i30F. 220  00?  04013,6 9002 0019 1250 CL 0 8010  93019  219  OST  (/08),4 0006 ID 1200 180 19 3018 030?  240  00?  (/9?) ‚4 8905 091:0 1279 11 319.89/2 9020   0301.:   250  000  (pOp).p, 5967 ldn O 1200 809.: 2  0313  260  300  (413) ‚ 6 399906 12510  1 CL 11/039 11l 8024  9313 .  270  GUT  (4133,6 9 7 82 0. 0 1309 8(20 '140 9026  11312  200  09?  (4123,0 •5000 40 1910 91:23 5099  41,  290  001/  A 000 40 12D 91920 449 8029 9912  300  0117  (412),A 1106) 40 1330 04:2/ 20 8028 210000  310  Lt  88,9 9.007 50 1940 0690 /50 6028  4  320  68  8,6 00011 94 1350 91+131 254 002? 43  330  (0  0,1 6080 96 1960  . 1828 158 0030 983630  300 'PASTE  061L 303 9.081 50 1370 0048 ‚ 550 0093 030000  300  JP  319 8082 60 1380 85.28 .1130 9096 0309  360 746  IN  6, (409) 30193 42 1390 6636 .147 0000 67  970  6218  A 0914 53 11400 8i11B 453 0009 2038  380  36  90,116 9015 '+9 1410 19035 446 8039 (0 0907  390 TAl  0610 668 8005 44 1420 1833 p44 603E 16FF  400  LII  8,1FF 8007 49 1430 9883 149 3040  15  410 062  180  19 6015 48 5490 8122 441 6041  20PD  420  311  80,062 5019 6t57 1450  1,110 Lt 19,2 3, 1 13  9800  430  I N  0,6,190) 801/0 00 1450 I NC ‚ 1 8095 57  l4 O,  11  8,4 8010 1147 1470 69 1,6 8046 0908  450  98  „‚ (/00) 0088 £907 141/0 .469 /07 5048 57  460  (1  0.4 0080 57 1400 10 11.5 3049 0611  470  I N  A,(411) 8081 5? 1509 18 1,0 8048 6?  480  10  L.A 8912 08 1516 RE? 19 8040 8806  490  I N  6,(*00) 5080 lt 1520 LEC 1 8048 111,  500  OP  t 8084 08 1530 lEE? 884? 2884  510  JR  NZ,TAI 8015 78 1540 60 4,6 8051  1811  520  I N  4(411) 8016 119 1550 C r0 7 8053  Nil  590  07  19 80/07 2804 1960 611 2,481 8054 2025  540  JR  82,361 8019 lt 1570 010 19 8056 0701  550  I N  Acti on ) 0084 280B 1580 3+ 1 8,4147 8058 HA  560  0?  I I OOtC 79 1590 60 6,0 8059 2010  570  JR  81,111 8080 10 1600 DEC 8085 2803 1618 JR 6,4041 .8191 60 2740 EX 36,80 8020 lt 1620 DEC 6 8192 05 2750 2068 06 8021 2504 1630 JR 0,4042 8193 6031 2763 20? I X 8023 07 1640 481 ELSA 8195 0603 2770 Lt SJ?2 8024 07 1650 RLC A 8197 3120 2780 1W A,'~ 20 8025 07 1660 ELSA 8190 12 2790 592 1W ( FE) ,4 0026 07 1670 RLC A 8194 13  . 2800 030 08 8027 8605 0640 4042 1110 40? 0198 1020 2810 D512Z 692 8029 210181 1690 13 HL,SSG 8196 00360003 2820 LU (153,83 8020 85 1700 215 ADE 4,L 8141 103601FF 2830 1W (DX+1) ‚ [22 8020 6? 1710 10 0,4 8145 01 2840 90? 80 8056 311 1720 10 8, (tiL) 8146 001681 2850 0490 11411 80?? 1810 1730 JR 578 81 ,1 9 00360608 2860 ID 9101 40 1 740 560 1828 440 8140 00360002 2870 L 15*00) 8102 79 1750 26211 279 8181 603 60064 2880 60 (15*40),154 8103 24 1760 6828 4 :24 8105 00360240 2390 OD (16.46) ‚ 40 8104 30 1770 6876 430 0109 216440 2900 00 81,114084 8105 19 1780 0626 419 8180 346046 2910 LD 4(44680) 0106 12 1790 EEFB 412 818? 47 2920 480 8107 02 1800 5828 402 8100 2866 2930 JR Z,SST 8108 78 1610 0628 478 8102 ES 2940 LAU 7068 HL;FI LELOAOSPART 8109 00 1620 6878 400 8103 011100 2950 OB 60.1111 6104 10 1230 1079 210 8106 0009 2960 400 I X 30 8101 08 1840 10826 408 8108 1965 2970 573 PUSH I X 8100 03 1850 0025 403 8104 111100 2980 LD 06,411 4185 46 1860 lENE 1146 8101 4? 2990 100 8106 21 1670 0620 421 8156 37 3000 808 810? 06 1880 DE28 406 010? 010482 3010 0411 LOB 0110 00 1593 0870 405 8102 EDEl 3020 POP IX 0l11 0004 1900 SPE SET 31 0 8104 3022 3030 JR 60.673 HI ll 78 1910 tU 4,0 SI Eb 0680 3040 I D 0.1180 SIlO 1822 1920 607 7,4 8108 607600 3050 Lt 4(15) 3116 0310 1930 0117 (410),4 81DB 160682 3060 0? (01-1110) 811074 1940 tU 4,0 OIDE 2002 3070 JR NZ.6V4 6119 0310 1950 0117(4103,4 8160 0676 3080 Lt 0,476 6118 78 1980 1W 4,6 0162 7804 3090 564 0? 114 8110 0310 '.970 0117 (4103,4 8164 3062 3100 36 60 8V3 6116 09 1960 B EI 81E6 0065 3110 71188 I X 3115 70 1990 8411 00 4,0 0168 DI 3120 Pop 66 3120 81 2000 03 0 8169 2120FF. 3130 LD HL,#FFFO 3121 00 010 EIlT 8 8160 19 3140 4DB FIL,OE .3152 78 2020 20 4,6 8160 0604 3150 Lt 8.1104 3123 07 2030 8104 OlE? 78 3160 Lt A,(RL) 3104 0'? 2040 ELSA 8170 30 3170 ING 4 3125 07 2050 ELSA 8171 2003 3180 JR 83.875 8126 07 2000 ELSA 8173 79 3190 LD 1.0 8127 8802 2070 Arm ‚ 106 8154 80 3200 4DB 4,0 0129 0610 2000 410 A.;'30 8155 42 3210 LD 0,4 4128 007701 2090 Lt 8176 13 3220 875 I NC OB 6123 70 2100 LD 4.0 8127 14 3230 LD 4(06) 6125 E601" 2110 4110 40? 8178 56 3240 0? (HL) 61)1 0630 2120 400 4,430 8179 23 3250 INC 111 6133 007702 2130 LD (06*2),4 8174 2001 3260 JR WZ 666 3136 79 1140 91 4,0 8170 00 3270 I NC 8137 07 2150 ELOA 81}'D 1077 3200 676 liNZ 575 3138 07 2160 ELSA 01?? 0D4581 3290 0160 PRT 6139 (0" 2170 ELSA 8202 0379 3300 B I T 7,0 6134 0'? 2180 ('104 8204 2002 3310 JR 61,673 8138 I s5Ot» 2190 480 10? 8206 007600 3320 I D 1(14) 81300510 2200 ADt' 4,430 8209 EN0) 3330 0? 113 8136 011703 2210 ID (:2.3),4 8208 20B 8 3340 JR 81,673 81 1 .2 79 2220 00 4,0 8200 006671 3350 ID 6(11-116) 8143 2105 2230 4116 102 8210 006658 3360 ID HjI x-115) 8145 7.530 2240 ADE 4,430 8213 005608 3370 LD 3107 607704 2250 00 (16*4),4 8216 005600 3380 ID 0(11+40) 8164 09 2260 667 8219 6052 3390 880 81.06 6166 05 2270 581 P1168 00 8218 3F 3400 002 c(140 11075(01 2260 00 A,(I X+1) 8210 DEEI 3410 POP IX 814? 6630 2290 6116 130 8216 36FF 3420 00 4,1177 0151 07 2300 (1654 8220 USD482 3430 5416 0,006 8152 07 2310 1004 8223 88 3440 REP 0 0153 07 2320 6004 8224 016176 3450 FE LD BC,4}EX1 6154 07 2330 6304 8227 003680 3460 OALL P45 8155 47 2340 LD 5,4 8224 8617 3470 OP 1117 0156 007802 2350 LD A,(TX,2) 6220 2056 3480 JR WZ,}'E 8159 0630 2360 6118 1130 8226 09 3490 REl 8155 50 2370 08 0 822? 65 3500 367 21168 HL;SILRSAVISTART 8150 47 2380 tU 0,1 8230 01365 3510 P1168 IX 8151 107603 2390 1W A,(IX+3) 8232 111100 3520 Lt 05,411 8160 0630 2400 6118 430 8235 4? 3530 XOE 4 8162 07 2410 RLC A '  . 8236 004182 3540 041W 049 8163 07 2420 6004 8239 0161 3550 80? I X 3164 07 2430 RLC A 8235 010000 3560 ID 00,0 8165 07 2440 ELSA 8236 OH 3570 661 060 8166 47 2450 I D 0,4 823? 2020 3580 JR NZ,SS1 8167 007604 2460 Lt 4,(I X-?4) 8241 1058 3590 OJNZ 851 8164 0630 2470 6118 ‚ 230 8243 015108 3600 LD E,(I X+480 8160 81 2480 .00 0 8246 005600 3610 01 0,(I X.#C ) 6160 4? 2490 18 0,4 8249 3622 3620 Lt 4,4FF 8166 05 2500 50811 138 8248 0181 3630 POP I X 816? 5118083 2510 GALt 40462 8240 210782 3640 64V OD 8L,SLE;BLOGK6AVE6TART 8172 00 2520 605 8250 85 3650 P068 111 8173 00 2530 81W 8251 21801? 3660 LD HL,#1F'80 8174 00 2540 607 8254 0076 3670 B I T 7,1 8175 C O 2550 601' 8256 2803 3680 JR 2,641 6176 00 2560 805 8258 219800 3690 LD I I L,#0098 8177 00 2570 110? 8250 08 3200 841 Ex 42,4?' 8178 00 2580 NOP 8250 13 3710 080 06 8179 01 2590 70? 08 8250 0026 3720 DEC EX 6174 01 2600 POP 80 8255 13 3730 DI 8178 09 2610 BEI 8260 3102 3740 03 4,112 8170 219180 2620 6LD 00 }iL,66R;}'ILE6IVELOA0BE6IRN 8262 47 3750 10 6,4 6172 05 2630 511611 Nt 8263 lOSE 3760 642 0281 642 8180 21604? 26140 66V LD 111,44200 8265 6390 3770 006 (4903,4 8183 78 2650 LD 4.6 8267 8687 3760 608 487 6164 77 2660 Lt (ML) ‚4 8269 0673 3790 10 6,473 6185 55 2670 61188 80 8260 20 3800 DEC 1 8186 011100 1660 1W 80,411 8260 2055 3810 JR 60,642 6169 47 L'61111 4EV ‚ 4 8 266 05 5820 UNS E l 8184 2802 2700 JR 2,371 820? 25 3830 DES El 8180 0222 2710 Lt 0,422 8270 226382 3840 J? 7,642 8181 28 2720 671 DEC ML 8273 0621 3850 LD 6,421 8185 8D42 2730 SEC HL,00 8275 lOPE 3860 643 EiNS 643 tiw \ SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Kapitel 6 -Mikroprozessortechnik Lieferung  1989 - Blatt 6-23 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen s 6001 (Blatt 3) 277 0390 3870 • mir (Do),A e31A 3OJI 4890 Jh JJC ,LOq 3219 n35 3380 LI) j ‚;85 81C cr67t1; Lt9OCI CÄLL 1L1 !3278 062 7 3U90 L15 H,7 U31f C O 1 910 1, Ei LJ0 (32?:) 10FF 3900 Siq NNZ SÄL4 8971 19 19?0 L ‚ 45274 3390 3910 043? (995,1 t2140 3 4910 502 13 82.61 015621 3920 L4 '00 ‚2Ä56 8323 41 4940 10 0  4 5234 08. 3930 E 44,61"' 3324 2000 4930 30 '1,0 9235 54 3940 3D 3,4 03281 0307 4950 33 3.207 8240 1309 391 1 D JE 325 6323 1312 4970 JR 306 8252 76 3960 503 60 .13,3 6326 06 4930 392 EX 67.1.1' .0232 93 3970 014 E 8325 2201 4990 JE 30,309 9234 2305 3940 JF 4.315 5324) 3004 3000 444 160  300 9 212, F1161490 7850 [0 1, > (T') 6521887500 3010 13 (15) ‚0 8231 70 4000 •318 110,4 5332 15011 5020 dl 304 02901,0 0010 108 3 0334 0911 5030 409 81. 0 64291 07 4020 985 33 8,4, 8336 % 504,0 SOR 3 6292 3201 4030 30 4,4 1 8337 03 5050 ED? 164 4259 37 4040 908 8338 79 5060 34 6,0 3295 1317 4050 72 967 3339 1? 5070 5116 6.097 60 406002.6 rD 8,11 333644 5050 3D 0,6 9.15 ~ ,7L J 43 21913 Q4,Q INC DL 8296 /9 4943 642 40 4,0 6330 1807 5100 348 593 8693 oE':'O 3093 0'? 7.5 2336 1327409 5110 300 3D 5.093 13111 4103 369 47163 369 5331 62 5120 XO1i 3 3493) 3004 4113 III 30,560 4343 00 5130 RE? 344 .3461 0326 4120 30 0.226 333313423 5110 308 140 IX 0263 1345 4130 991 L'JNZ 301 6335 10 5150 493 360 42 4) 1 40 JAO 1343 3,93  A 1,9' 34 51  0 ED ID  64' (22 -.10 Lj 3 3341433o 1 1 10 LL 9406 82/'1 2011 4163 561 1413,362 8349 2641 5180 300 34 3, 1 0114 05 4170 460 B 3344 006333 5190  307 0433 562 4243 61. 4130 509 6 63143 110 5230 5E? (40 0160 30 4450 INC A 334? 31014 5210 3D 4,414 62613 0415 "200 547 43 4 2331 s3 5220 02 0 0433 2024 4210 52 14,409 6352 0415 5230 EL 2204 10 4220 DEC DL 2354 0507 5240 50 ‚0,517 6253 13443 4230 ‚90 IX. 3356 3013 5.250 uh 35',  07 6245064 2 3240 3D 4,132 835870 5200 30 1,46 822.7 8311 4250 ‚Ii 4,31113 0359 62 5270 5011 3 6239 3105 4250 08 i108 3356 47 280 44 8,1 3260 30 4270 6001 3354 74 5290 OD 6,4 3250 00 4230 402 13350 53 5330 02 8245 00 4290 RE? 40 6353 2004 5310 314 3252 71 'l300 14 6,0 33SF 70 5320 34 4,64 8243' 30 4310 190 .8' 3350 !FCI 5330 01 1 8400 1 .04 4320 70 115,301 3342 09 5340 7101' .5.292 0025 4330 34 ‚229 8343 946703 5350 132 0433 Frl 8204 1016 4340 044 451,1 0413 8344 00 5150 407 90 8205 09 4)50 247 8367 3116 5370   74,1 39 2,310 3202 29 4360  OLE 841511 Ä8;E5l06 41,O0ZOÄVELDAD 3345 34 5350 930 040 4 022'3 3307 4370 30 6.27  • 9351 94 . 04 5399 7:1 45 ‚WLD 520,1 4390 4390 05? (.490) ,2 15360 61 5404 1169 8100 03 43'30 901 4354 01,  ‚ 5410  11600130 14 82 2,0 00 4400 101' 63116 06 5420 1143132 8106 09 3410 306' 936,1' 003 9 •1 ' 27? 2 4401 00 4420 30? 9370 3671 54"O 10 0.234 0240 09 4430 381 L,37? 8090' 5455 31 A ‚(196j 0241 00 4440 90? 0374 11' 5'i60 lii!'. 8142 34 4458 1029 408 67 8375 49 51112 505 0 2.263 09 4430 46? 2376 431.2' 5,433 224 3244 14 4470 305 3160 D;b'3004L0494764? 6373 2 .. ‚ 5490 411 1,6313 6205 06 4449 EI 47,21' 6371 79 5500 32 6290 15 1490 010 2 237921 5510 023 82607 63 4500 Dl 137045' 95:30 0.4 0,1 3210.5 2'10742 4513 1.4 93,332 ‚0373 37 5530 501' 62134 65 4520 63511 Elt 61513 09 5540 861' 041,000 0 II 0) 01 33 1 3245 13' 4540 411 o33(1 '430 5560  6:149' 4,3 30R' "D 0b40 4 50 440 m10 "   1 pisj II 6211 4031 4560 DII .202 :6363 0935150 55s30 04:1. 610 8223 41' 4570 36' 0,6 83.36 01 550'.; 763' 1:3 5224 41' 4580 01: 1. 67,37 28' 5633 311(3 1(3 6265 U. 4599' L0'l RE? 95 67110 70 5610' (.3 2 ‚1 8226 0911 4500 110 6,1411) 6333' 43 5520 64 6  I 1v 4oI C 941 1 6 111 3299 11 4'320 241. (3160 03 55160 110? 32139 11 4530 P142 37611 F1  1k'2'F 5350 133431 7i .,1F3',771' 4' 1 0 4 34,6 ] 3 1 13 I I I 0" '1" FF .3:' 21' 0(11.1 330461,1 175 031,1 ‚ «1,1 0716 125 ].'s'151453 8112 3 4 1 04 00 81, "1 41 - 01 JL 2- c, III " 13 1 4   1 4 0 II 1 0 '2 19 3 41 II 0 1 1 il 7 4.0 "8 II 4 „4 33 414 1 1 1 4 ii " 48 4 7 1)1 1104, 17b, 4, F,  r3, 1 3 3  1   I I 41314, 4(7 4J,LI 4 7  l i 11 31 3309 362.8 ';331 11 06.191 .3376 3192 4793 34 2,137 «3:391 21 4330 01 6 3139 34'110 4300 ‚10 111.395 94 4610 810 0 199971 461'l 41101: .1121 305 1)51(0 0311(1 4243  1114 39 4,11:5' 5'911 11:191,. 3315 319(33 'i330 JR 111,101 1312 75 4970 36.1,4; 33151 55:0 4350 08 ‚51o1 3.  Stückliste zu Bild 1 R12 68 kO R8,9 100 k£2 Dl U 555 (1-Kßyte-EPROM)   • RiO 130 kO/0,125 W D2 058216 . C7 150 p N3 8761 C2.3,8,9 10 EEF D4 D174/DL 074 C4 22  n D5 D108/DL 008 C5 68 n D6,7 DIOC/OL 000 C6 10pF/16V R 1, 2, 15 3300/0,125W Ci 22 pF/16 V P5 4700 51 Taster TSE, Iieend, mit Druckknopf lt 11, 13 1 kO Ki Diodenhuchse, 5polig P4 3,3 kO 1(2 15-Fassung, 24polig R3, 6, 7, 36 10 kO Leiterplatte 16. 40 12 des ZWG der AdW der DDR (Selbstherstellung nach Bild 2) Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch E EK, 4HI1}IKJL4 Kpyr EMP. essuga MMauJero paapiwa MC )KKH, xcRAKOKPHCTMZHneCK9A LrnJwKaTop :3 3, 3aTBOp 3,aeMn 3A, aepKaJThHaM anTemta 30, anyKonasi qacToTa 3-ß, aallncb - aodnposnneeHne 31111, aarjacm,re 'JacTu, }mcTpyMelrrhl II Hpuua4aezosocrH 311T, aoiwnpyiowrni naMepitTejib TeMuepaTyprn 3C, 3amWAomaA cxtcTeMa 3Y, aeMeJlbHoe ynpaaieirne 3Y-alcT, axTusnoe 3anoMHHaIouee ycTpohc'rno 3YBJI, aanoMsrnalowee ycTpoflcTao c oHyrpenHefs JtornKol'I 3Y-rrac, uaccHBuoe aanogaiontee ycTpoiicTuo 3YflB, canonaiouzee ycTpofscTuo c noJTynpOBwpIltKaMH 3YFIIJ, 3anoMsrnaIonLee ycTpohcTao C HPOR3BOHLHOil sM6opxos 3Y11), aanomuttatomee ycTpocTBo HpxMoro 4oc'ryna 3YCfl, aanoMHHaIouzee ycTpofscTao na cMeHm,rx pscKax 3q, anyicoaasi uacToTa 33, aanoMm!aioulnft »LIIeMCHT 33J1T, aanoMunaloutas aneKTpoHnoJIfleBax TpyäKa 351, 3anoMuHa1oHasi iiefma 11 14, HwIHKaTop 11, acio'n'a 110. HHTep4 ecuhI 6JIOK 110. 11114)OpMaLwoHHJ,Tii 6aHtc HEU, ncnl,1raTem,rn,Iü 6.J10,c aanpueuuz HBHII. HHTerpNpyIouzHÜ BpeMx-nMnyJlbcIImii npeoepaaOBaTeilb HBQ, nH4,opMaInoHHo-amqHcJTuTeJibnaH cncleMa HBC. HH4opMaI0m{0Hh1414cJ1}TTeJThHaH ciarnzmt 1103, HCTO4HMK nTopuqHoro 3flKTOt15TTHHsi Ml', I{3MHTJIbHH ronorna 1131, HMnyJlbdnm* JlaT'IHK 1131, HIT4yKTHBHMfT 4a'r'rnK HAK, nmsxaop xwsKoKpncTajulnqecruffi 1111, nMnTaTopHHTep4)ekc0o 1111K, 11361,17011111,12 uaMepHTeJlhHhIh K01 MUH, U3MepATeJ1b 14H4KTHJ3H0CTH IIMC, M3MepwreJIhHo-Ha4)opMaLtnoHuax cltcTeMa 111151, Irn4yKTHaHaz usMepuTefibHas M'teIKa 11K, nsMepnTeslunrfs ICOSITyP 11KM, unTep4,eic KacceTnoro MarnhtTo()oHa HKH, HcToqHnx ga.TtnöpnpoaaHHoro HaapsoKeuHa MKrIO, HHTep4ec KJaBHIIIHOFO Ilynbla orlepaTopa HJI, n3MepuTeJn,Hasl mmm 1-UI, ssHJstKaTopHaa llaMHotsKa P131, HCKCCTBCII11H JIffllHfl 1IM, m4nynbcuasi MORYJIMILKX EK, Einheitskreis LSB, niederwertiges Bit, (engl. least significant bit) LCD, Flüssigkeitskristallanzeige (engl. liquid crystal display) G, Tor (engl. Gate) M, Masse Spiegelantenne NF, Tonfrequenz, Niederfrequenz A - W, Aufnahme - Wiedergabe Ersatzteile, Geräte und Zubehör Temperaturfühler Verzgemngsscha1tung V0, Grundvrstärkung aktiver Speicher Speicher mit externer Logik passiver Speicher Halbleiterspeicher RAM, Speicher mit wahlfreiem Zugriff (engl. random access me- mory) Speicher mit direktem Zugriff Wecb,elplattenspeicher TF, Tonfrequenz Speicherelement speichernde Elektronenstrahlröhre Speicherzelle Anzeige 5, Quelle (engl. source) Interfaceeinheit Datenbank Spannungsversorgung integrierender Zeit-Puls-Wandler Rechnersystem Rechnerterminal Sekundärelement, Sekundärstromquelle Meßkopf Impulsgeber induktiver Geber LCD, Flüssigkeitskristallanzeige (engl. liquid crystal display) Interfacesimulator redundanter Meßkode 1 nduktivitätsmesser IMS, Informations- und Meßsystem induktiver Sensor Meßkreis Kassetteninterface Konstantspannungsquelle Tastaturinteilace Meßleitung Anzoigolampuhen Leitungsnachbildung PM, Pulsmodulation SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 8 — Allgemeine Elektronik Zeitmeßgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 1)  8-1 1.  Einleitung   - 1 1000  1 Die Verschlußzeiten von Kameraverschlüssen liegen meist in einem Bereich von 1 bis /® s. Da die zu messenden Verschluß- - zeiten am günstigsten digital in ms angezeigt werden, entspricht r  1 der genannte Zeitbereich 1000 bis 1 ms. Ausgehend von der ge- 0001   sii000s wählten Quarzzeitbasis von 1 MHz, muß diese Frequenz für den ins vorgesehenen Zweck mit 8 dekadisch zählenden Zählern auf eine Impulafolgezeit von tO s herabgeteilt werden. Die schaltung Bild 2  4stellige MeO'erlanzeigc Ihr einen Bereich innerhalb der Cnn- des Verschlußzeitmeßgeräts nach Bild 1 enthält 2 4stellige Zäh- ren von 1 bis /‚ 'y J o s für lerschaltkreise U 125 D. die zu einem 8stelligen Zähler gekoppelt sind. Die Anzeige der Zählerstellung nach beendeter Messung wird den Zähterschaltkreisen als 7-Segmentinfermation zur An- 999999   ioo steuerung von Lichtemitteranzeigehauelementen VQE 23 ent- nommen. Für die Anzeige eines Meßergebnisses innerhalb der genannten Verschlußsoltzeiten genügen prinzipiell 4 Ziffernan- Bild 3  Ziffernanzeigebild mit maximaler Meßzeit gemäß Stromlaufplan zeigestellen (Bild 2), sofern man sich damit begnügt, Toleranz- in Bild 1 abweichungen, die außerhalb der Sollwerte liegen, nicht zur Kenntnis zu nehmen. Mit dein Einsatz eines weiteren VQE-An- daß der vorgegebene Meßbereich von 99,9 bis 0,9 s speziellen zeigebauelements bietet sich eine durchaus sinnvolle Auswei- Einsatzbedingungen nicht genügt, kann eine höhere Auflösung tung des Zeitmeßbereichs bis zu 99,9s (Bild 3 ) an. Kameras mit des Kurzzeitbereichs durch Einengung des Langzeitbereichs er- elektronischer Verschlußzeitbildung können bekanntlich Ver- reicht werden. schludoffenzeiten bis 40s einstellen (s. z.B. BCX 2). In der Rich- Um Fehlschlüssen vorzubeugen: Die Messung sehr kurzer Zei- tung sehr kurzer Verschlußzeiten ergeben sich analoge Verhält- ten ist nur mit speziellen Eingangsschaltungen, aber nicht mit nisse. der verwendeten Fotolransistortichtschranke möglich. Die Schal- Bild 4a zeigt die Zuordnung der 6 Ziffernstellen zu den Zählstu- tungsänderung, die das Display bild für den anzeigbaren Bereich fen der beiden U 125 D mit insgesamt 8 Stellen. Für den Fall, von 9999,99 ms (= 9.9 s) bis 0,01 s ergibt (Bild 4b), erstreckt sich lediglich auf die 4 Stellentreiberteitungen xT. X4, X5. X6 und Bild 1  Stromlaufplan  des  Verschlußzeitmeßgeräts.  Bemerkung:  Bei ihren Anschlüssen an der Display leiterplatte. Die Zuleitungska- nicht fest angeschlossenes Sonde empfiehlt es sich, die Eingänge bei müssen entsprechend Tabelle 1 umgelötet werden. Außer- des CMOS-Triggers Gl,-hochohmig abzuschließen! dem ist die in Bild 1 ersichtliche Verbindung zum Dezimalzei- Tr 220/8V  y ß5 SY3 60/05 53  VD1...VO4 - UM- HEMM - t -. Vi 8 V714   240 1 1 13  9   7jJ 4 P4260 13   1 03  04920 H4 6I______ 10  8  4  14  \@ H5 1 1112 IF H1-H3  vQE 23 1 1  1  Vii  VT7.wie -44  VOA17 1   1 i-ISVO427 1 1  1111,111 02  0'  00  03 abcdefg U1250 r   um >00-  0 ..  .. t j w!rz 1 e. u =  -J 611  220V' 5 1  P2, 3 00 Cl  C2  Rl  C3 1200 Tmon 910 lOOn vTU. VT14  503 09 ___  VrY . . vrig R13 R17 II  1 5  4  7  8   i 011 12h3   1 01 U5250 04   1 4 4 4 470  020 t'V Kgcg,s_v 04:  ''4093 0 (6l,62,63 ,65)   f  -  iM 05.  V4023 0 (64,66.67   R3 1   01 kGj  5   8  G6 4,2 91 e29 10   2   E Ce   RESET  r.n 0 05i 1MHz   6.60 Sonde »/ änderung LID  1 LLI las bi H3  H 2  H1 Bild 4 Zuordnung der Ziffernstellen zu den Zähistufen der Schaltkreise Dl und 02; a - entspricht Bild 1, b - gemäß der Schaltungsände- /1/1   rung nach Tabelle 1 und Texterklärung _I   1 20) IiflI!flE 5D2 lSO chen (Brücke Brl unter der VQE Ml) zu entfernen und dafür eine Drahtverbindung mit dem Dezimalzeichen der 3 . Stelle (112, Anschluß 9) von rechts herzustellen. Der Zähler 03 im Schaltkreis 02 hat in der veränderten Schaltung keine Funktion. 2.  Schaltungsfunktion Die stufenweise Untersetzung der 1-MHz-Impulsfolge beginnt im Zählerschaltkreis Dl (Anschluß 35) und wird in D2 weiterge- führt. Die 1 -MHz-Frequenz erzeugt ein Quarzoszillator (G2, C5, C6, X, R19). Über das Tor G4 (Bild 4a) gelangt sie zum Zähler- eingangvon Dl. Bei beleuchtetem Fototransistor ist das Tor ge- öffnet. Die OtTnungszeit des Tors entspricht der gemessenen Verschlußzeit der Kamera. Für den Meßvorgang muß die Objektivseite der Kamera durch eine starke Lichtquelle beleuchtet werden. Die Gatter 06 und 07 bilden ein RS-Flip-Flop und steuern die LED 114 und 115. 114 (rote LED) zeigt das Ende eines Mellvorgangs an, während 115 (grüne LED) die Meßbereitschaft (ggf. durch Nullsetzen der Zähler durch S2) und den Meßvorgang signalisiert. Mit der Funktionsgruppe um 05 werden beim Einschalten des Geräts die Zähler automatisch auf 0 gesetzt. Der Fototransistor SP213 und sein Kollektorwiderstand sind auf einer kleinen Leiterplatte befestigt (Bild 5), die sich in einem lichtdichten Sondengehäuse, hergestellt aus Leiterplattenmaterial, befindet (Bild 6). Die äuße- ren Abmessungen des Sondengehäuses sind so gewählt, daß die Böhrumgen F G r Zugentlostur9 + 1   l-J- , R 2 3 SPZISZP \ 7 -2.5 Bild 5 Leiterplatle der Sonde; a -. Leiterbitd, b - Bestückungaplan Tabelle 1 Unsrhalrschema des Kabelanschlusses auf der Leilerplotte zur Än- derung des Meßbere!ckv gemäß Bild 4b Bemerkung X2X3 + L X5 XI X4 X6 Kabetanschluß wie in Bild X2X3 +  X6 X5 Xl X4 geänderte Schaltung, neue Reihen- folge der Kabelanschlüsse M2-Schrauben stt Bild 6 Konstruktive Gestaltung des Sondengehäuses sowie Befestigung der Leiterplatte nach Bild 5 im Gehäuse Sonde sowohl auf die Negativbühne von Kleinbildkameras als auch auf die von 6 x 6-Kameras fest aufgelegt werden kann, Das Verbindungskabel zwischen Meßgerät und Sonde ist abge- schirmt und soll möglichst kurz gehalten werden (unter 25 cm). Meßanordnung und Auswertung der Meßergebnisse Die Kamera ist standsicher auf einer ebenen Unterlage aufzu- stellen oder zu befestigen. Die Sonde wird auf der Negativbühne mit einem Gummiring, der Kamera und Sonde umschlingt, befe- stigt. Die Lichteintrittsöffnung der Sonde befindet sich mittig im Bildfenster der Negativbühne (Bild 7). Auf der Objektivseite (die Blende ist völlig geöffnet), ordnet man in der Objcktivachse eine starke Beleuchrungsquelle an, z. B. Diaprojektor, Halogenlampe mit Reflektor. Der Abstand zur Kamera (etwa 3 0 cm) wird durch Versuche optimiert. Möglichst paralleles Licht ist wünschens- wert. Es empfiehlt sich, die Lichteintrittsöffnung der Sonde zu einem Spalt von etwa 0,3 mm auszubilden. Der Spalt läßt sich durch 2 gegenüberstehende Schneiden einer Rasierklinge, her- stellen. Die Klingensehneiden sind zu schwärzen und auf das Sondengehäuse aufzukleben. Die Lage des Schlitzes muß der des Schlitzverschlusses entsprechen. Beide Maßnahmen, Spalt SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Zeitmeßgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 2) blende und parallel geführtes Licht, sollen verhindern, daß der Fototransistor bei sich annäherndem und entfernendem Ver- schlußschlitz vorzeitig bzw. nacheilend beleuchtet wird. Die Be- lichtung des Fototransistors darf erst in dem Moment stattfin- den, in dem sich die Vorhangkante des 1. Vorhangs senkrecht über der Spaltkante der Sonde befindet und diese frigibt. Für den nacheilenden 2. Vorhang des Schlitzverschlusses gilt Ent- sprechendes. Allerdings wird jetzt der Fototransistor mit dem m6glichtt kleinstem Nacheileffekt abgedeckt. Nur unter diesen Bedingungen können die schnellsten Verschlußzeiten von Schlitzverschlußkameras (yjuo bis %ow s) einigermaßen »richtig« gemessen werden. Lampe E   Bild 7 Prinzip der Meßanord- nung 1-4 Kamera Schlitzte-eile cl während r des Ablautes konstant Spaliblende Vi voreilender-, Vi nacheilender Vorhang Bild 8 Leiterbild des Zeitmeßgerilts Auswertung der Meßergebnisse Tabelle 2 vermittelt den zahlenmäßigen Zusammenhang zwi- schen den auf den Kameraverschlüssen eingravierten Verschluß- zeitangaben und den entsprechenden Größen, wie sie vom Dis- play in Millisekunden angezeigt werden. Weiterhin enthält die Tabelle für den jeweiligen Sollwert der Verschlußzeit die zuläs- sige Abweichung von ±25%. Liegen die gemessenen Werte in- nerhalb dieser Toleranzgrenze, gelten nach Testberichtangaben aus der Literatur die geprüften Verschlüsse als gut. Die in Tabelle 3 zusammengestellten Verschlußzeittoleranzen werden vom Kameraservice für die Practica-L-Modellreihe be- nutzt. Beim Nachrechnen erweist sich, daß die Toleranzen Werte von 19 bis 3 0% ergeben. Beim mehrfachen Auslösen der gleichen Verschlußzeit zeigen sich meistens voneinander abweichende Meßergebnisse. Das ist normal. Ein Verschluß stellt zwar ein präzis gefertigtes mechani- sches Gebilde dar, ist aber dennoch mit bestimmten Fertigungs- toleranzen behaftet, Es empfiehlt sich daher, z. B. aus 10 Mes- sungen einen Mittelwert zu bilden. Kameras, die lange Zeit nicht benutzt oder kühl gelagert worden waren, sollten vor der Messung temperiert und mehrmals betätigt werden. Es ist tröst- lich zu wissen, daß nur wenige hochwertige Kameras auf dem in- ternationalen Markt über stabile, jederzeit reproduzierbare (das betrifft insbesondere die sehr schnellen) Verschlußzeiten verfü- gen. Vor der eigentlichen Messung eines Schlitzverschlusses sollten die Zeiten der beiden Verschlußvorhänge überprüft werden. Für die Meßergebnisse gelten wiederum die Angaben in Tabelle 2. Bei der Messung wird die Sonde abwechselnd an den Kanten der Ncgativbühne positioniert. Zur Sonde Bild 9 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 8 (f' und g' sind zu vertauschen!) LJL+ ± 1   1  R ~2   1142 1 : D 04 0$   (SichezheifsvarschrWfcn ‚3 Ct  I   E  LJ J 1   beachten) -f   4- +   P2 T   1 1   Pl 1   1   ca VON CIa +  C3 ‚ . VO51 EEJAI L   02   !LDl j (43 '3   VT1...VT?  t VT6...VT'14 1 tCo&fl&&& D3 J AS...All  P12...P18 O 6 c dc!g   jX1X2'3 X4XS)C'6+ 03 H4 115 000201 5.  Konstruktive Hinweise Bild 8 zeigt das Leiterbild für den Stromlaufplan nach Bild 1 und Bild 9 den Bestückungsplan. Die Leiterplatte für die Licht- emitteranzeigebauelemente konnte wegen Platzmangel nicht mit abgebildet werden. im Muster wurde ein Hall-Tastet mit dem Hall-Schaltkreis B 46/ G eingesetzt. Steht ein solcher Taster nicht zur Verfügung, ist er auch durch einen Taster mit mechanischen Kontakten (an X7 und Masse) ersetzbar. Wichtiger Hinweis: Die Verschlußzeiten dürfen festgestellt wer- den, die Korrekturen am Verschlußsy stem darf dagegen immer nureine Fachwerkstatt vornehmen! Bild 10 Ansicht des geöffneten Verschlußzeitmeßgeräts. Der an der Rückwand befestigte Transformator versorgt eine Kleinst-Halo- genkampe Tabelle 2 Kameraverschlu,ßzeuen in Millisekunden undTolerunzahweichon- gen vom SollI4err um ±2 5 % Versclilußzeit in Toleranzbereich in nil ans -25% 25% 1000,0 750  1025 1/2 500.0 479  525 1/4 250.0 187  275 1/5 200.0 150  .  225 1/8 125.0 94  .  150 1/10 100,0 75  125 1/15 66.6 50  ..  83 1/25 40,0 3 0  50 1/3 0 3 3 ,3 25  42 1/50 20.0 15  25 1/60 16,6 .12  21 1/100 10,0 7,5  12,5 1/125 8,0 6  -  10,0 1/250 4.0 3  5 1/500 2.0 1,9  2,5 1/1000 1,0 0,75  1,25 Tabelle 3 Ve,rschlujizeit,oleranrbereich för  Praclica-Kameros  der  Modell- reihe L Verschlußzcit in 'Toleranzbereich in ms Ins 1 1000.0 812  ... 123 1 1/2 500,0 406  . .. 616 1/4 250,0 203  .. 3 08 1/8 125,0 102  .. 154 1/15 66,6 50,8  .. 79.6 1/3 0 3 3 ,3 25,4 3 8,5 1/60 16,6 12,7  ... 19,2 1/125 8,0 6,3 5  .‚. 9,6 1/250 4,0 2,9  - - - 5,3 1/500 2,0 .  1,45 ..‚ 2,65 1/1000 1,0 0,75  ‚.‚ 1,3 SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung \~r  Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Lauflichtsteuenrng für Werbezwecke (Blatt 1) 1989 j Blatt äm Einleitung  2.  Schaltungsbeschreibung Die im folgenden vorgestellte Schaltung steuertLampen in einem zu beleuchtenden Werbeträger. Die Werbeinformation besteht aus einem Schriftzug, dessen Auffälligkeit gesteigt wer- den soll. Einen Ausschnitt aus dem Schriftzug zeigt Bild 1. Die Schriftzeichen der Werbeinformation befinden sich auf Glas- scheiben, die nebeneinander angeordnete Leuchtkästen abdek- ken. Die Leuchtkästen sind aus Blech gefertigt, so daß Über- strahlungen in benachbarte, gerade unbeleuchtete Kästen verhindert werden. Die bereits vorhandene konstruktive Ausführung des Werbeträ- gers führte zu dem Vorschlag, den Schriftzug schrittweise, von links beginnend, durch nacheinander aufleuchtende Schriftzei- chen aufzubauen. Wie schnell sich der Schriftzug entwickelt, hängt von der in einem kleinen Spielraum veränderbaren Takt- frequenz ab. Nachdem der Schriftzug in seiner Gesamtheit les- bar ist, bleibt die Werbeinformation für eine wiederum bestimm- bare Zeit erleuchtet, um danach schlagartig zu verlöschen. Die nun folgende Dunkelpause läßt sich ebenfalls wählen. Bild 1 Gestaltungsprinzip derLeuchtkasten als Träger einer Werbeinfor- mation von Steuerplatte 41 +12V H   Rl  SC 307   47K  E Rl SC VDL..VD4 4x 9y360105 — 7  MB104 10K   Pl  zKT 711 1: r R3 RG 1 000 910 0 UK ? T auf 1K -  V Snuerp!attr Bild 2 Triacleistungsschalter. Der Oplokoppler bewirkt eine netzpoten- tialfreie Verbindung zwischen .knsteuerleiterplatte und Leistungs- schAlter Der Werbeträger besteht aus 3 0 Leuchtkästen, in denen sich je- weils eine 25-W-Glühlampe befindet. Für die Leistungsschal- tung der 25-W-Lampen wurden Relais vom Ty p GBR 10.2 ge- wählt. Ihre maximal zulässige Kontaktbelastung ist für Wechselstrom mit 6A angegeben. Von der Möglichkeit, die Lampen vollelektronisch (z. B. mit Triacs) zu schalten, wurde Abstand genommen. Interessenten, die Triacleistungsschalter verwenden möchten, finden entsprechende Schaltungsvorschläge in [1] und [2]. Bild 2 zeigt eine von vielen Schaltungsmöglichkei- ten dafür. Die Forderung, 3 0 Leuchtkästen nacheinander einzuschalten, wird gemäß Bild 3 mit 4 Schieberegisterschaltkreisen V 4015 D realisiert. Da ein V 4015 D 2 voneinander unabhängige 4-bit- Schieberegister enthält, stehen mit den Schaltkreisen Dl.! bis D4.2 insgesamt 3 2 Register zur Verfügung. .Aus dem Stronilauf- plan ist ersichtlich, daß der Regiterausgang A von 01.1 unbe- schaltet ist, während 0 von 04.2 für die Ansteuerung des Mo- noflops MF1 benutzt wird. Der Übersichtsschaltplan in Bild 4 erläutert den funktionellen Zusammenhang der Funktionsgrup- pen: Taktgeber, Schieberegister 1 bis 8. Hellzeitmonoflop MF1, Dunkelzeitmonoflop MF2 und Rückstellstufe Reset. Um die Relais durch die Transistoren VT1 bis VT3 0 in der ge- wünschten Reihenfolge ansteuern zu können, müssen die Regi- sterausgänge nacheinander 11-Potential annehmen. Der serielle Dateneingang D von Dl.1 erhält zu diesem Zweck die ständige Information 11 in Form der positiven Betriebsspannung. Auf diese Weise transportiert jeder am Takteingang C eintreffende Taktimpuls die an D anliegende 11-Information in das 1. Regi- ster, während gleichzeitig die bereits vorhandene Information in das nächste Register weitergeschoben wird. Der Übertrag der 11- Information in das nachfolgende Schieberegister D1.2 beruht auf dem gleichen Vorgang. Erreicht die 11-Information den Register- ausgang D von 01.1, so, ist sie auch im Dateneingang von Dl.2 nachweisbar. Mit dem nächsten Taktimpuls wird dann diese In- formation in das 1. Register dieses Schieberegisters übernom- men. Der Schiebevorgang durch die Schieberegister D1.1 bis D4.2 ist abgeschlossen, wenn die 1-1-Information in D4.2 am Re- gisterausgang 0 eintrifft. Zu diesem Zeitpunkt wird auch das Monoflop MF1 ausgelöst, Dessen Rückkippzeit entspricht annä- hernd der Leuchtzeit des Werbeträgers und ist durch RR variier- bar. Der Rückkippvorgang von MF1 aktiviert das Monoflop MF2. Der am Ausgang von 07 auftretende Pegelwechsel rührt über VD7 und die Rückslelleingänge aller Schieberegister zum Pegelwechsel an allen Registerausgängen von II nach L. Solange an den Rückstelleingängen MR 11-Potential wirksam ist, werden keine Daten von D in ein Register übernommen oder weiterge- schoben. Durch das Rückstellen werden die Treibertransistoren VTI bis VT3 0 gleichzeitig gesperrt, die Relais fallen ab, und die Lampen verlöschen. Die Länge der nunmehr einsetzenden Dun- kelpause ist mit R9 wählbar. Der Schiebevorgang bleibt unter- brochen, bis MF2 in den Ausgangszustand zurückkippt. Befindet sich MF2 wieder im Ausgangszustand, erhalten sämtliche MR- Eingänge erneut L-Potential. Damit beginnt der Einlese- und Schiebezy klus und damit der Aufbau des Schriftbilds von neuem, wie bereits beschrieben. Für Probeläufe und Einstellarbeiten ist es wünschenswert, den Aufbau des Schriftbilds zu beschleunigen. Dazu benutzt man den Taster 52. Ist er geschlossen, erhöht sich die Frequenz des Taktgenerators. Leuchtzeit und Dunkelpause des Werbeträgers werden durch die erhöhte Taktfrequenz nicht beeinflußt. Die Leuchtdiodengruppe ist zur Kontrolle der Funktionsabläufe vor- gesehen. Dadurch ist eine Kontrolle der Zeitabläufe ohne Sicht- kontakt mit dem Werbeträger möglich. Die Leuchtzeit von 112 entspricht annähernd der Leuchtzeit des vollständigen Schrift- bilds. Dieser Zeitabschnitt beginnt bereits, nachdem im Werbe- träger die letzte Lampe eingeschaltet wurde. Die tatsächliche Leuchtzeit des Werbeträgers ist gegenüber der von 1-12 um 2 Taktlängen größer. Das kommt daher, weil MFI erst über den Registerausgang D von D2.2 aktiviert wird. Ist diese Leuchtzeit- differenz zwischen 112 und dem Werbeträger unerwünscht, wird die entsprechende Verbindung zwischen dem Gattereingang von G5 und dem Registerausgang 0 unterbrochen und dafür eine Verbindung mit dem Registerausgang B hergestellt. Die sich der Leuchtzeit anschließende Dunkelpause zeigt die LED 111 an. An 113 bis 116 läßt sich die Einschaltfolge von Lampe zu Lampe be- obachten. Die LED-Gruppe vermittelt einen visuellen Eindruck über das Tempo, mit dem die Schriftzeichen nacheinander auf- c,   Jf- (0 1 0 =a 1 > 0 \ SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Lieferung Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik 1989 Blatt 8-4 2) Lauflichtsteuerung für Werbezwecke (Blatt r Ji\ F4rI 0, PH 1, 8114 5  Steuerkiterp1attegesnß Bild 3 ;a— Leiterseite, b - Bauelemente- seite. Nicht belegte Lötaugen sind für den Widerstand R4 nach Bild 2 verwendbar 1   3 C4   R6   v02 tfl   /2_ !*i_L fl "1  - VT2 5 •C'__qkt_L  1,1   R 4  Yr2 9 V72 q'c2 ,J Q_j__   946 VT3 0 £ ±L R 2V / VTi3   - — f------1-- c- 836   ei  A37 VT 17 ZV   32  Aie   177 22 VT IS c 131 Vs.  - -   0— ...• vT1o./2_±_j.   vT12 VTS •k<2> .125j   P24 <«/VT fi VT8 P12  $2 7  VIII R 4.  fli  - P20   0,9 vT7 »;r1 ____ VT2   '•  P2 4 82 2 rrcjtt4 L  vr3 leuchten und ob dieser Vorgang auf den Betrachter einen ange- nehmen Eindruck macht. Abschließend sei auf die Resetstufe mit dem Gatter G4 hinge- wiesen- Im Einschaltmoment (SI) der Steuerschaltung erzeugt diese Stufe einen positiven Impuls, der über die MR-Eingänge sämtliche Ausgänge der Schieberegister einheitlich auf L schal- tet. Auf diese Weise ist gewährleistet, daß sich das Schriftbild beim Einschalten der Anlage von links beginnend aufbaut. Das sonst beim ersten Durchlauf entstehende ungeordnte Aufleuch- ten der Lampen wird dadurch vermieden. Bild 6 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 5 band von der Leiterzugführung nach Bild 5b, die rückwärtigen Leiterzüge auch als Drahtbrücken gestalten. Der Netztransformator T und die netzseitig vorgesehenen Bau- elemente müssen außerhalb der Leiterptattk angeordnet werden. Es empfiehlt sich weiterhin, die Relais auf 4 weitere Leiterplat- ten (3 Leiterplatten mit je 8 Relais und 1 mit 6 Relais) aufzutei- len. Die Verkabelung der Relaisleiterplatten kann zur Erleichte- rung bei Reparatur oder Wartungsarbeiten steckbar ausgeführt- werden. Bild 7 zeigt das Schaltungsprinzip für eine Relaisleiter- platte. 3 .  Leiterplatte Die Leiterplatte trägt auf beiden Seiten Leiterbahnen. Bild 6 zeigt den Bestückungsplan für die Leiterplatte, Die Leiterzüge sind in Bild 5a und Bild 5b wiedergegeben. Wem die Ausführung doppelseitiger Leiterzüge zu umständlich ist, der kann, ausge- Literatur [1] G. Pilz, abc von Thy ristor und Triac, Berlin 1986. [21 W. %fiiller, Optoelektronische Sender, Empfänger und Kopp- 1er, Berlin 1984. SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Moderne Analogthermometer (Blatt 1) 1989 1 Blatt 8-5 Einleitung Elektronische Thermometer lassen sich in den Bereichen vorteil- haft einsetzen, in denen es auf Femmessung oder auf punktför- mige Messung ankommt. Einige Beispiele seien genannt: Mes- sen der Innentemperatur von Kühlschränken, Messen der Temperatur des Einkochguts beim Einwecken, im Backofen, Ein- stellen der Lötspitzentemperatur bei einstellbaren Lötkolben usw. Seil langem haben sich Analogthermometer dafür bewährt. Daß auch sie sich noch verbessern lassen, soll der folgende Bei- trag beweisen. In ihm werden 2 elektronische Thermometer mit analoger Anzeige beschrieben, die im Dauerbetrieb aus Primär- elementen versorgt werden können. Beide nutzen die Tempera- turabhängigkeit von Halbleitermaterialien hei Betrieb in Fluß- richtung. Beim 1. wirkt der Halbleiter direkt als Fühler, während beim 2. ein Thermoelement als Fühler arbeitet und die Halblei- teranordnung lediglich zur Korrektur der Kaltseite des Thermo- elements eingesetzt ist. Das Thermometer zeigt damit direkt die Temperatur der Warniseite an. Es eignet sich besonders für die Messung hoher Temperaturen. 2.  Thermometer mit Halbleiterfühler Elektronische Thermometer mit Ilalbleiterfühlern sind seit lan- gem bekannt. Aber selbst die Veröffrntlichungen in den letzten J ahren nutzten Schaltungen mit Filhierbelastungen von etwa 1 mW. Mit den Wärmewiderständen der Fühler ergeben sich be- reits spürbare Anzeigefehler zwischen der Messung in ruhender Luft und idealem Wärmekontakt bei der Messung strömender Flüssigkeiten. Auch die modernsten Bauelemente, z. B. der Tem- peratur-Strom-Wandler fi 511 N, müssen eine Meßleistung von 1,2 bis 9 m umsetzen, je nach Betriebsspannung.'Der Anzeige- fehler wird dadurch zusätzlich spannungsabhängig. Sie liegen demnach noch schlechter in bezug auf die Wärmeabführung der Meßleistung als einfache Transistoren bzw. iModen. Im folgenden wird nun eine Schaltung vorgestellt, die einer 1,5-V-Batterie nur eine Gesamtleistung von etwa 0,5mW abver- langt. Im Dauerbetrieb kann eine R-20-Monozelle das Thermo- meter 1 J ahr versorgen. Die Meßleistung am Fühler liegt in der Größenordnung von 25 iW und ergibt keine zusätzlichen Fehler mehr.  - Die Voraussetzungen für ein solches Thermometer wurden zum Teil erst in den letzten J ahren gegeben: - Referenzspannungsquelte für kleine Spannungen und Ströme, - Operationsverstärker für kleine Betriebsspannungen, - Transverter für Ströme im hA-Bereich. 2.1. Grundschaltung und Fiihlereigenschaften Bild 1 zeigt das Grundprinzip für ein Thermometer mit Halblei- terfühlern, das in [1] noch mit diskret aufgebautem Operations- verstärker zu finden ist. In dieser Schaltung bilden die Wider- stände R2, R3 und der Widerstand Ri mit dem Fühler eine Brücke, in deren Brückendiagonale der 01W liegt. Er verstärkt die Änderungen, z. B. die Änderungen des linken Brückenzweigs durch Temperaturänderungen am Fühler. Die Verstärkung und damit der Anzeigebereich wird mit R4 eingestellt, mit R3 läßt sich der Nullpunkt verschieben. In dieser Schaltung können die Widerstände R2, R3 zur Leistungseinsparung nicht beliebig groß ausgelegt werden, da sie die untere Einstellgrenze von .R4 bestimmen. Zum Betrieb an kleinen Versorgungsspannungen sind zusätzli- che Bedingungen zu erfüllen. Das Instrument darf im Betriebs- fall nicht aus einem Transverter gespeist werden, damit es diesen nicht belastet. In der Schaltung nach Bild 1 liefert die negative Yersorgungsspaiinung den Instrumentenstrom. Oberhalb eines Mindestwerts zur Versorgung von Instrument und OPV beein- Bild 1 Prinzip eines elektronischen Thermometers mit Halbleiterfühler flussen ihre Schwankungen nicht das Meßergebnis. An der posi- tiven Versorgungsspannung dagegen liegen u. a. die Wider- stände 'R 1 und «2. Sie benötigen eine stabilisierte Spannung, die z. B. mit einem geregelten Transverter erzeugt werden kann. Zur Bestimmung des Widerstands RI sind einige Betrachtungen zum Fühler angebracht. Man kann dabei vom Temperaturkoeffi- zienten der Basis-Emitter-Strecke ausgehen, für den nach [21 fol- gender Zusammenhang besteht: dU9  k/ cT5 ' --jln-----+njTKUSC;  (1) c  / k - Boltzmannsche Konstante, T - absolute Temperatur, er - Faktor, abhängig von verschiedenen Parametern, z. B. von der Basisbreite. n - hauptsächlich vom Temperaturgesetz der Diffusionskon- stanten der Minoritätsträger in der Basis abhängig. Danach ist der TK der Basis-Emitter-Spannung von der Tempe- ratur (nichtlineare Skale), aber auch vom Koltektorstrom abhän- gig. Der TK wächst mit steigender Temperatur und mit sinken- dem Strom. Betrachtet man jeweils nur die Anderungen zwischen 2 gewählten Temperaturen bzw. Strömen, so ergibt sich TKTk /T2\ –  (2) — Inl— 1 q \T) ATKln42i.   (3 ) Ll Index 1 gilt für die untere, Index 2 für die obere Grenze, auch in den folgenden Gleichungen. Die TK-Änderung mit der Temperatur läßt sich kompensieren, wenn eine gegenläufige temperaturabhängige Stromänderung eingeführt wird. Die verbleibende Änderung erreicht ihr Mini- mum unter der Bedingung 152 (1'2 cl  T, Der Fühlerstrom muß also mit der Temperatur ansteigen. Der geforderte Anstieg ergibt unter realen Bedingungen mit n 2 und im Temperaturbereich von 273 bis 3 73 tC fast eine Verdopp- lung des Stroms. Allgemein bringt jede Widerstandsbeschaltung des Fühlers eine Stromerhöhung wegen der bei steigender Tem- peratur sinkenden Basis-Emitter-Spannung. Der hohe Wert er- fordert jedoch weitere Überlegungen. Bild 2 zeigt die 3 Möglich- keiten zur Fühlerbeschaltung. Fall a geht von konstanter Stromeinspeisung mit 'a aus. Der Parallelwiderstand hat dann folgende Größe UBW R, UBEI-  - 1 UBEI - U5 2 + 'c]'ci   --i;- (.I2 V1 T1 J URP ' _j7Rs   L7i1 0)  ) Bild 2 Unterschiedliche Möglichkeiten zur Speisung des Fühlers. Darge- stellt ist als Fühler nur die Diodenfunktion des Transistors nach Bild 1; a - Stromeinspeisung. b - Spannungseinspeisung mit klei- ner Versorgurtgsspannung, c - Spannungseinspeisung mit großer Versorgungsspannung Die zur Berechnung erforderlichen Spannungswerte mißt man an dem vorgesehenen Fühlerexeinplar. Im Fall b liegt reine Spannungsversorgung vor. Die Versorgungsspannung berechnet sich nach Fall a und hat den Wert U  (6) der Serienwiderstand beträgt = (15 — U5 ‚  (7) worin der Stromwert 'cl frei wählbar ist- Die zugehörige Span- nung liefert der Fühler bei der Temperatur TI (im allgemeinen der Bezugspunkt 0°C). Der Fall c berücksichtigt die Forderung nach beliebiger (konstanter) Speisespannung. Die beiden Wider- stände errechnen sich unter Einbeziehung von 01. (6) und 01. (7): R2 R5  (8) tF; Von den 3 Möglichkeiten erscheint der Fall a am günstigsten für das zu realisierende Thermometer. Dieser erzeugt daraus die positive Versorgungsspannung. Seine Vorteile liegen im hohen Wirkungsgrad und in seiner leichten - Regelbarkeit. Da er nur mit etwa 50 jA belastet wird, muß sein Energiespeicher L26 eine hohe Induktivität aufweisen. Der Transverter arbeitet als geregelter Sperrwandler, der in der Stromflußphase über V24 Energie in L26 speichert, die in der Sperrphase über V3 0 an C3 1 weitergereicht wird- Die Ladungs- menge bestimmt der Basisstrom von V24, der über V22 durch den OPV N16 reduziert werden kann. Die positive Speisespan- nung hängt damit von der Steuerung der beiden Eingänge des N16 ab. Am nichtinvertierenden Eingang liegt die Referenzspan- nungsquelle Ni gegen +(15 . Da der invertierende Eingang glei- che Spannung aufweisen muß, ist die Spannung an R5 konstant- Konstante Spannung an R5 bedingt konstante Spannung an al- len Widerständen des Spannungsteilers, also P6, R7, P8. Die konstante Spannung an P6 zieht auch eine konstante Spannung an R2 nach sich. Das wiederum bewirkt einen konstanten Strom durch die Referenzspannungsquelle und durch die Kombination Fühler und P4. Konstanter Strom durch P7, P8 bedeutet aber auch eine auf die Verstärkung rückwirkungsfreie Nullpunktein- stellung mit P8 sowie eine nahezu rückwirkungsfreie Verstär- kungseinstellung, d- h., die Gegenknppliingsspannung von R27, R28 wird in voller Höhe an den Eingang weitergereicht. Die Spannungsteilerströme bleiben also konstant, nicht aber der Fühlerstrom. Er ändert sich mit der Temperatur ebenso wie die Fühlerspannung. Gleichermaßen ändert sich die positive Versor- gungsspannung. Sie beträgt u5 =uh u55€(i+.1_).   -  (9) Die Fühlerspannung steuert über den nichtinvertierenden Ein- gang des OPV N9 das an seinem Ausgang über 514, S19 ange- schlossene Instrument an- Der Instrumentenstrom fließt über die beiden Widerstände für den Endwertabgleich der Bereiche, P28 für 3 0°C und R27 für 100°C. Im Nullpunkt beider Bereiche fließt durch das Instrument kein Strom, aber die Nullpunktein- stellung wird geringfügig durch die Widerstandswerte der Steiler beeinflußt !t3 4 korrigiert den geringeren Wert von P28, so daß beide Nullpunkte übereinstimmen. 21. Schaltungsbeschreibung Bild 3 zeigt die vollständige Schaltung für das Thermometer. Die Batterie G3 6 liefert direkt die negative Versorgungsspannung. Sie gelangt über 53 3 an die Schaltkreise und den Transverter. Bild 3 Stronilaufplan des Thermometers mit Halbleiterfühler Eir den fl— mperaturbereich von — 3 0 bis 100'C. Widerstand am Minuspol von NI ist R2 (10 kO) L1 -; - t: L25 - tR 6 2 7 3 0 R18  1 1 2 SAY 1  0.47/80 8176D 3 C3 2  22/10 817   VT22 Vt24 3 V03 7 2X  23 5e % — 0 SAV 17   1 8 SD UM 51) 525 LfrJ _L(   121 Fühler L +  - 25   Scholenkern 14-aMf 163 A1 2100 2  Ion Wdg 0,15 CuL 100aA -  Abgleichwert co. 2K9 rIf   1  - 4   827   2   1.6K R28  J00,1  R 11   S20  lK  12 K $14 bis 53 3 Scholtkamrner MDS 2 Aus 3 : t 4 -3 0°C 5: 3 QG 5:100°C • G3 5 Monate Ile R20 SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kv   Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Moderne Analogthermometer (Blatt 2) Alle Ströme sind auf ein Minimum beschränkt, auch die Be- triebsströme für die beiden Operationsverstärker über die Pro- grammierwiderstände RE), R17. Der eingesetzte Batterieschal- ter S3 3 ist eigentlich nicht erforderlich. Der vorgesehene ffereichsschalter für die 3 Anzeigebereiche wurde jedoch um eine Stellung Batteriekontrolle und eine Transportstellung (In- strument kurzgeschlossen) erweitert, bei denen das Thermometer abgeschaltet ist. Alle Bauelemente, außer Fühler, Instrument und Batterie, fin- den auf einer Leiterplatte Platz, von der Bild 4 die Leiterseite und Bild 5 die Bestückung zeigt. Für gute Konstanz und Unab- hängigkeit gegen Temperaturschwankungen sollten die Span- nungsteilerwiderstände einen niedrigen TK aufweisen, und die Einstellwiderstände sollten auf Keramikbasis aufgebaut sein. Entgegen den vorangegangenen Betrachtungen zum Fühler ist dieser durch eine Diode gebildet. Sie zeigte keine wesentlichen Unterschiede zu einem als Diode geschalteten Transistor, ledig- lich die Flußspannung liegt niedriger. Die verwendete Di6de ist in ein Rohrstück (Hohlniet) eingepaßt und stimseitig mit der Katode verlötet, Die Verbindung zum Anschlußdraht stellen dünne Lackdrähte her, um die Wärmeableitung gering zu hatten. In diesem Zusammenhang sei noch auf eine Eigenart der Halb- leiterfühler hingewiesen. Im Einflußbereich starker elektroma- gnetischer Felder, aber auch bei der Messung an Wechselspan- nung führenden Teilen ergeben sich unter Umständen fehlerhafte Messungen durch Gleichrichtung und Uberlagerung der Richtpannung zum Meßwert. Man kann dem nur begegnen, wenn direkt an die Diode bzw. den Transistor ein Kondensator gelötet wird. Am besten eignen sich Chip-Kondensatoren. 2.3 .  Abgleich Der Abgleich beschränkt sich auf die Einstellung der Grenzwerte im jeweiligen Anzeigebereich. Vol dem Nullpunktabgleich emp- fiehlt sich die Einstellung von R28 auf etwa 70012 und R27 auf etwa 2.3 kG. Für den Nullpunktabgleich wird der Fühler, z.B, in- nerhalb eines unten zugelöteten Rohres, in ein Thermogetiiß mit Eiswasser getaucht. Solange noch Eisstücken darin sind, bleibt die Temperatur bei 0 °C, und man kann mit R8 den Nullpunkt einstellen, Zur Eichung der oberen Grenzwerte sollten hinrei- chend genaue Thermometer zur Verfügung stehen. Für den Be- reich 3 0°C eignet sich ein Fotothermometer mit 0,1 K Auflö- sung. Geeicht wird dann z. D. bei 25°C mit R28. Der Bereich 100°C wird mit R27 abgeglichen. Die günstigste Temperatur liegt bei 90 bis 95°C. Kochendes Wasser eignet sich als Eich- punkt nur, wenn die Temperatur des Kochpunkts bestimmt wer- den kann. Eine Anmerkung zur Anzeige der Temperatur an einem Ver- gleichsthermometer sei noch gestattet. Handelsübliche Thermo- meter zeigen, unabhängig von der Genauigkeit ihrer Skale (Auf- lösung), stets nur die richtige Temperatur an, wenn die gesamte Bild 4 Leilerbild Ihr das fhermometer nach Bild 3 Fadenlänge in das zu messende Medium eintaucht. Für Raum- temperaturniessungen ist das immer gegeben. Für alle anderen Fälle muß mit einem Hilfsthermometer die mittlere Fadentem- peratur des aus dem Medium herausragenden Fadens gemessen und unter Einbeziehung seiner Fadenlänge (in Kelvin) die Tem- peratur des Mediums mit einer Korrekturrechnung ermittelt wer- den. Nach Angaben der Hersteller von geeichten Thermometern er- rechnet sich die Fadenkorrektur Kp mit guter Näherung wie folgt: Kr -= -- J ifl-_- ;   (iO) 6000 T - Thermometerablesung in °C, n - Fadenlänge des aus dem zu messenden Medium herausra- genden Fadens in K, T n - mittlere Temperatur des herausragenden Fadens in °C Das Thermometer zeigt den Wert KF zu wenig an. Beispiel: T°°95°C, n° 90K, T= 3 0°C ergibt K0,99K, die richtige Temperatur ist 96°C, obwohl nur 95°C abzulesen sind. Thermometer nit Thermoelement als Fühler Thermoelemente liefern bekanntlich eine Spannung entspre- chend der Temperaturdifferenz der beiden Kontaktierungsstellen bei unterschiedlichem Kontaktmaterial. Diese Spannung ist sehr klein und liegt bei den üblichen Materialien Kupfer und Kon- stantan in der Größenordnung von 40 5iV/K. Unabhängig von ihrer Größe wird aber in den wenigsten Fällen eine Anzeige der Temperaturdifferenz gewünscht. Um die Temperatur nur der einen Kontaktstelle (der Warmseite) anzuzeigen, muß die Tem- peratur der anderen Kontaktstelle (die Kaltseite) mit einem tem- peraturabhängigen Bauelement, z. B. Halbleiter, ermittelt und elektronisch addiert werden. In diesem Fall genügt es, die Füh- lerzuleitung in seiner Nähe anzulöten. Nehmen jedoch alle elek- tronischen Bauelemente der Schaltung die Temperatur der Kalt- seite an, was bei geringem Leistungsumsatz leicht zu erreichen ist, so lassen sich auf diese Weise alle temperaturbedingten Ab- weichungen der Bauelemente (Offsetspannungen, TK der Wider- stände usw.) eliminieren. Dieser Umstand kommt den hohen Forderungen bei der Verarbeitung der o. g. kleinen Spannung sehr entgegen. Man bedenke, daß Operationsverstärker Tempera- turdriften in der gleichen Größe aufweisen können. 3 .1. Schaltungsbeschreibung Bild 6 zeigt das Schaltungsprinzip. Das Thermoelement speist in den Gegenkopplungszweig des OPV eine Spannung, die der C2 m  c3 2 R28 8 1 n __ 1  s~5   1 VT 1 1 CE R2'7  AS Alt S13 1 1S201 C31 R5 R L!J Ei Bild 5 Bestückungsplan für das Leiterbild nach Bild 4 OtUg tU  flRs b Fühler V03 T I   "  TIR12 °'max Blies - Prinzipachattung eines Thermometers mit Thtrnaoetement zur Messung hoher Temperaturen J___ •1 N 14 B 1760 Bild 8 Leiterbild für das Thermometer nach Bild 7 + 1  M U Cli  l,Sn N l IL P- - 4 R16 33K IGOpI 5/017 1 fJnMt?J4C47/C LT J 6K + 2xSC23 6e 80 P16 N il 3 - '5 12 56J / Bild 9 Bestückungsptan für das LeiteTbild nach Bild 8 Cu - + L20„ei, L26  n Sud  8-63 Monorejls P20 Fühler cm 2 K Bild 7 Stromlaufplan des Thermometers mit Thermoelement, Die Fein-  Temperaturabhängigkeiten der Schaltung später mit ausgegli- peraturobergrenze richtet sich nach dem Fühler   ehen werden können. Auch für diese Schaltung wurde eine Leiterplatte entworfen. Bild 8 zeigt die Leitungsführung und Bild 9 die Bestückungs- seite. Temperaturdifferenz zwischen den Einspeisepunkten und der Kontaktstelle am Fühler proportional ist. Zu dieser Spannung addiert sich die an R8 liegende Spannung. Letztere ist eine kon- stante Größe,solange der Strom durch P5 konstant bleibt, und sie kompensiert die an der Diode V3 gewonnene und über den Spannungsteiler R6, P9zum nichtinvertierenden Eingang ge- schaltete Gleichspannung. Diese simuliert eine Umgebungstem- peratur von 0°C für die Kaltseite des Thermoelements und bildet damit den Bezugspunkt für die Temperaturmessung. Bringt man den Fühler also auf eine Temperatur von 0°C, so zeigt das.ln- strument keinen Ausschlag, obwohl die »Kaltseite« auf Raum- temperatur liegt und das Thermoelement eine Spannung abgibt. Die Gegenkopplung selbst wird an P12 gewonnen. dessen Span- nung vom Instrumentenstrom abhängt. Der Widerstand hat die richtige Größe, wenn die obere Temperaturgrenze am Fühler Vollausschlag am Instrument bewirkt. Die genannten Bauelementepositionen entsprechen denen in Bild 7, das den Stromlaufplan zeigt. Die Erzeugung und Stabili- sierung der positiven Versorgungsspannung wurde bereits in- Ab- schnitt 2.2. beschrieben. Hier übernimmt der Schaltkreis N14 die Funktion des Regelverstärkers. Er bewirkt einen konstanten Strom durch P4, was die o.g. Forderung nach konstantem Strom durch R5 erfüllt. Konstanter Strom durch P5 bedeutet aber auch konstante Spannung am invertierenden Eingang des OFV N14. Der Anteil am Eingang des OPV Nil kann vernachlässigt wer- den. Auf diese Weise bleibt die Spannung an der Reihenschal- tung V3 , P2 konstaiat und ebenso die positive Speisespannung. Wie schon gesagt, wird über R6 ein Teil der TK-abhängigen Spannung der Diode V3 am nichtinvertierenden Eingang von Nil eingespeist; Entsprechend der Fühlerempfindlichkeit sind das etwa 40 pV/K. Dieser Teil ist mit P9 abgleichbar, so daß alle 3 .2. Abgleich Zunächst wird der Einfluß der Umgebungstemperatur abgegli- eben. Während der Messung muß der Fühler auf eine konstante Temperatur gebracht werden, z.B. Eiswasser in einem Thermoge- Fäß. Mit P8 stellt man zunächst die Anzeige auf Skalenmitte ein. Dann erwärmt man die gesamte ,Leiterplatte mit der daran angeschlossenen Fühlerzuleitung gleichmäßig, z. B. mit einer Heißluftdusche. Nach Temperaturausgleich aller Bauelemente - meist genügen etwa 5 min - ist die Anderung der Anzeige zu er- mitteln. Liegt der neue Wert höher, wird P9 verkleinert und um- gekehrt. Dabei ändert sich auch die Anzeige. Letztere wird mit P8 wieder auf Skalenmitte gestellt, oder man merkt sich einfach den neuen Wert. Anschließend ist die Messung zu wiederholen, diesmal durch Abkühlen der Einheit. Nach Temperaturausgleich wird der neue Anzeigewert ermittelt. Ist er kleiner, so muß P9 weiter verkleinert werden und umgekehrt. Die Messung ist zu wiederholen, bis der Anzeiewert konstant bleibt. Danach mit P8 Nullpunkt einstellen; anschließend Fühler auf eine bekannte Temperatur bringen und mit R12 diese Temperatur auf der Skale einstellen. Im ungünstigsten Fall genügt dazu auch eine Temperatur um 100°C. Literatur [1]K.-IL Bläsing/K. Schlenzig, Elektronische Thermometer, Onigi- nalbauplan Nr. 3 4 Berlin 1977. [2] G. Riva, Silizium-Transistoren als Temperaturaufnehmer, Elektronik Heft 10, 1967 Seite 3 17. SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung - 1989  Blatt Kapitel 9 - Generatoren und Sender Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 1)   9-1 Einleitung Funktionsgeneratoren gibt es für viele Anwendungsgebiete und mit unterschiedlichen Eigenschaften. Der vorliegende Beitrag beschreibt einen einfachen Generator zur Erzeugung von Sinus-, Dreieck- und Rechteckspannungen, der Signale guter Qualität liefert und trotzdem nur einen geringen Aufwand erfordert. Die gesamte Einheit besteht aus 3 Bausteinen dem Generator für Dreieck- und Rechtecksignale, dem Sinusformer und der ge- meinsamen Stromversorgung. Letztgenannte korrigiert mit ihrer temperaturabhängigen Ausgangsspannung die Temperaturab- hängigkeit der Halbleiter im Sinusformer. so daß der Funktions- generator einen konstant niedrigen Klirrfaktor erreicht. Das Netzteil wurde so ausgelegt, daß handelsübliche Klingeltransfor- matoren angeschlossen werden können, so daß keine Sicher- heitsprobleme auftreten. Insgesamt benötigt der Funktionsgene- rator nur 1 Schaltkreis und 2 Transistoren Ihr alle Funktionen. Dreieck- und Rechteckgenerator Die Dreieck- und Rechtecksignale liefert die Standardschaltung, deren Prinzip Bild 1 zeigt. Sie kommt mit nur 1 Operationsver- stärker aus und erzeugt eine Dreieckspannung, deren Verlauf einer e-Funktion entspricht, also nichtlinear ist. Für kleine Aus- nild 1 Prinzip des Generators für Dreieck- und Rechteckspannungen gangsamplituden der Dreieckspannung an Ct ergibt sich jedoch eine ausreichende Linearität des Dreiecks. Wie später noch ge- zeigt wird, darf der Spitzenwert der Amplitude den Wert einer Diodenflußspannung ohnehin nicht überschreiten, so daß dieser Generator gut geeignet ist. Seine Frequenz ergibt sich nach fol- gender Gleichung: (1) 21 [In R3 +1 1-R1.C1 Man erkennt, daß die Frequenz nicht von der Speisespannung abhängt, sich aber durch jedes der Bauelemente verändern läßt. Frequenavariationen durch R2 und R3 sind dabei ungünstig, weil sich gleichzeitig U mit ändert. Jedoch läßt sich U über die Speisespannung einstellen, ohne daß sich die Frequenz än- dert. Es gilt: R2R3   (2) - Speisespannung,  - Sättigungsspannung des OPV. Diese Tatsache wird genutzt, um die richtige Amplitude zur An- steuerung des Sinusformers -zu erzeugen. Die Frequenz des Ge- nerators wird also über R1 (fein) und über Cl (grob) eingestellt. Für niedrige Frequenzen gilt alles wie beschrieben. Mit steigen- der Frequenz machen sich die Laufzeiten im OPV bemerkbar, die Dreieckamplitude wird größer, die Frequenz kleiner. Man kann dieser Eigenschaft durch einen Kondensator parallel zu R2 begegnen. Dadurch verringert sich die Vergleichsspannung eben- falls frequenzabhängig. Die Ausgangsspannung wird früher um- geschaltet, so daß die Dreieckspannung nahezu konstant bleibt. Das ist notwendig, um einen geringen Klirrgrad im gesamten Frequenzbereich zu erhalten. 11. Je Bild 2 Prinzip des Sinusformers mit nur 6 Bauelementen Sinusformer Bild 2 zeigt die Prinzipschaltung des neuartigen und wohl ein- fachsten Sinusformers, mit dem Oberweltenanteile unter 1% er- reichbar sind. Im Bereich um C i , = DV arbeitet der OPV als in- vertierender Verstärker mit v = R4/R1 , da die beiden Dioden hodhohmig gegen R3 sind. Mit zunehmender Eingangsspannung werden die Dioden immer niederohmiger, und bei R0/R3 .R l/R4 arbeitet der OPV als Differenzverstärker, dessen beide Eingänge auf gleichem Potential liegen. Das ergibt keine Aus- gangsspannungsänderung mehr und bringt einen optimal fla- chen Verlauf des Maximalwerts der Sinusspannung. Vergrößeft man jedoch die Eingangsspannung, so wird R1) weiter niederoh- miger, die Ausgangsspannung sinkt wieder, und der Verlauf der Ausgangsspannung erhält eine Einsattelung an Stelle des Maxi- malwerts. Man erkennt, daß Größe und Konstanz der Eingangs- spannung einen wesentlichen Einfluß auf den Oberwellenanteil haben. Die Oberwellenanteile hängen weiterhin von den Diodendaten und vom Arbeitspunkt, also vorn Widerstand R3 ab. Mit den An- gaben zur Diodenkennlinie in [I] läßt sich schreiben R3 i [Exp  u0 ) — 1]  (3) Is - Sättigungsstrom der Diode, eine von der Diodentechnologle undder Temperatur abhängige Größe, T - absolute Temperatur, q - Elementarladung, k - Bo/tzmannkonstante. Die erforderliche Eingangsspannung dagegen beträgt U, =UD_R31 a[EXP(jfUD)_1 J. (4) Aus GI. 3 und GI. 4 erkennt man sofort, daß sich die Ausgangs- spannung durch das Verhältnis der Widerstände R41 R1 ändern läßt, ohne daß sich der Eingangsspannungsbedarf ändert. Eine Amplitudeneinstellung ist damit möglich. Für die Berechnung der Funktion Ua = f( C i , ) liefern numerische Näherungen mit kleineren Computern bzw. programmierbaren Taschenrechnern in kurzer Zeit brauchbare Ergebnisse, Der Vergleich der berech- neten Werte mit der Sinusfunktion ergibt dann die Berechnungs- grundlage (ihr die Bestimmung des Klirrgrads der Ausgangsspan- nung. Aus GI. 3 und Gl.4 ist die Temperaturabhängigkeit von Aus- und Eingangsspannung ersichtlich. Der jeweils optimale Spitzenwert der Dreieckspannung am Eingang, bei der der Kurvenverlauf der Sinusspannung am Ausgang im Maximalwert flach verläuft, ist außerdem abhängig von den fliodendaten und vom gewählten Arbeitspunkt. Durch Maximalwertbetrachtungen an Gl. 3 erhält man den zugehörigen Spitzenwert der Diodenspannung; k  k qJ5R3 - wobei sich der Sättigungsstrom aus den Meßwerten der Diode U, 'F bei der Temperatur T bestimmen läßt; (6) exP(uF) —1 Der Spitzenwert der Diodenspannung führt mit 01. 3 und 01.4 zum Spitzenwert von Aus- und Eingangsspannung, wobei die Be- dingung Üa/O,=2/IT   (7) erfüllt sein muß. Daraus kann schließlich der Widerstand R3 nä- herungsweise berechnet werden; In der Schaltung nach Bild 3 führt die Temperaturabhängigkeit der Diode /6 zu einer entsprechend dem Verhältnis der Wider- stände /t 1/R.2 erhöhten Änderung der Ausgangsspannung. Diese Erhöhung wird durch die Spannungsteilung über R3, R2 in der Schaltung nach Bild 1 wieder rückgängig gemacht, so daß für die Diode V2 nach Bild 2 wieder die gleiche Temperaturabhängig- keit wirkt. k T exP-jf tjV   5.  Funktionsgenerator R3  '-.  (8) 90 q l, Messungen an unterschiedlichen Dioden und anschließende Be- rechnungen führten zu folgenden Ergebnissen: Für Germanium- dioden ergibt sich ein günstiger Widerstand R3 von etwa 1 kO, für Schortky-Dioden von etwa 100 kn und für Siliziumdioden von etwa 100 MÜ, wenn Klirrgrade uni 0,1 angestrebt werden, Höhere Diodenflußspannungen erfordern also kleinere Ströme, um kleinere Diodenspitzenspannungen zu erreichen. Die damit verbundenen hohen Widerstandswerte sind jedoch nur für tiefe Frequenzen tragbar. Beim vorliegenden einfachen Gerät wurde daher mit den leicht beschafffiaren Siliziumdioden und Wider- standswerten von 100 kfl gearbeitet. Die auf diese Weise erreich- baren Klirrgrade liegen noch unter 3%. Wie sie auf ein Mindest- maß einzustellen sind, wird ait Schluß noch gezeigt. Die vorangegangenen Betrachtungen basieren auf gleicher Dio- denkennlinie für beide Dioden. In diesem Fall ist eindeutige Symmetrie gegeben, es treten nur ungeradzahlige Oberschwin- gungen auf. Unter realen Bedingungen, selbst mit ausgesuchten Dioden, muß man aber mit Symmetriefehlern rechnen. Sie las- sen sich jedoch durch eine unsymmetrische Eingangsspannung kompensieren, wenn deren IJnsymmetrie abgleichbar ist. 4.  Stromversorgung Wie schon einleitend gesagt, muß die Versorgungsspannung für den Dreieck-Rechteck-Generator temperaturabhängig sein, um die Temperaturabhängigkeit der Dioden im Sinusformer zu kompensieren. Sie muß also mit steigender Temperatur kleiner werden. Dabei muß man darauf achten, daß auch die Referenz- diode für die Stabilisierung der Ausgangsspannung vom gleichen Typ wie die Dioden im Sinusformer ist und im vergleichbaren Arbeitspunkt betrieben wird. Zur Erinnerung: Die Temperatur- abhängigkeit der Durchlaßspannung steigt mit sinkendem Fluß- strom etwas an. Bild 3 zeigt das Prinzip der Stabilisierungsschaltung. Der Längs- transistor wird an der Basis durch den eingespeisten Strom geöff- net. Die Ausgangsspannung kann aber nur so weit steigen, bis der Operationsverstiirker über R4 den überschüssigen Strom ab- leitet. Das ist der Fall, wenn die Spannung an R2 die Größe der Diodenflußspannung erreicht hat. R4 sichert dabei den richtigen Arbeitspunkt im Aussteuerbereich des OPV. Mit 1t2 läßt sich die Ausgangsspannung einstellen, die über R5 mit dem nachge- schalteten Operationsverstärker auf die beiden Spannungen + U und -- tis aufgeteilt wird. Darüber kann in der Schaltung nach Bild 1 das Tastverhältnis beeinflußt werden. Bei gleichen Span- nungswerten weicht es wegen der unterschiedlichen Sättigungs- spannungen an den beiden Aussteuergrenzen des OPV immer et- was von der idealen Mäanderform ab. Bild 3 Schaltungsprinzip der temperaturabhängigen Stromversorgung Bild 4 zeigt die vollständige Schaltung des einfachen Funktions- generators, dessen Gesamtfunktion mit dem 4fach-OPV 8 084 D (N 58) realisiert ist. Sein Einsatz legte die obere Frequenzgrenze auf 20 kflz fest. Die vorgegebene interne Frequenzkompensation stört beim Generator und beim Sinusformer, wenn die Grenzfre- quenz weiter nach oben verschoben werden soll. Auch wurde die maximale Ausgangsspannung mit Rücksicht auf die slew rate des OPV auf U5 5 = 8 V eingegrenzt. Die Ausgangsspannung des Generators (N58a) lädt über Rio. R11 im höchsten Frequenzbereich den Kondensator C 4 um, wo- bei sich die Umladegeschwindigkeit mit R 1 variieren läßt (Fre- quenzfeineinstellung). Die Grenzen der Umladung dagegen be- stimmt der Spannungsteiler /t 12, R7. Er gibt die Amplitude der Dreieckspannung vor, und die parallelgeschaltete Zeitkon- stante R6. C5 korrigiert diese am oberen Bereichsende. Die un- teren Frequenzbereiche werden durch Zuschalten der Kondensa- toren Cl bis €73 über den Schalter S8 eingestellt. Die angesprochenen Kondensatoren müssen unter Umständen aus- gesucht bzw. aus einzelnen Kondensatoren zusammengesetzt werden, um die vorgesehenen Frequenzbereiche zu erhalten. Die Leiterplatte läßt das zu. Am Ausgang (Anschluß 8) steht die volle Rechteckspannung zur Verfügung. Sie gelangt über R18 zur Buchse X39. Dieser Aus- gang wirkt als Zähleranschluß, er wird aber auch zum Synchroni- sieren von Oszillografen benutzt. Ein weiterer Spannungsteiler mit Ri7, R16 teilt die Ausgangsspannung auf den Wert der Si- nusamplitude. Der Betriebsartenschalter 514 wählt diese Span- nung für Rechtecksignate bzw. die Dreieckspannung an C4 für Dreieck- und Sinussignale aus. Im 1. Fall arbeitet der OPV N58h als invertierender Verstärker, hei dem der mit R30 eingestellte Teil der Ausgangsspannung über das Netzwerk R27, R26, R31 und C32 zur Gegenkopplung beiträgt. Die temperaturabhängige Ableitung über den Thermistor R26 korrigiert dabei weitgehend die Verstärkung, wenn bei steigender Temperatur die Eingangs- amplitude notwendigerweise zurückgenommen werden muß. Im 2.Fall, für die Ausgabe einer Dreieckspannung, arbeitet der Aus- gangsverstärker in gleicher Weise, nur wirkt jetzt neben dem ur- sprünglichen Eingangswiderstand R20 auch der Widerstand R9. Er verringert die Verstärkung so weit, daß die Spitzenspannung von Dreieck- und Sinusamplitude übereinstimmen. Im 3.Fall ar- beitet der N58b als Sinusformer und Ausgangsverstärker. Die Dreieckspannung wird dazu über S15 und die Dioden V21, V22 auch dem nichtinvertierenden Eingang zugeführt. Die Wirkungs- weise der Sinusformung wurde bereits beschrieben. Soviel sei er- gänzt: Die Zeitkonstante C23, R24 wirkt der kapazitiven Bela- stung durch die Diodenkapazität entgegen. Dem Ausgang nachgeschaltet ist der Spannungsteiler mit S38. Er teilt die Ausgangsspannung in 20-dB-Stufen. Sein Ausgangswi- derstand beträgt 1 kD mit Rücksicht auf die Stromergiebigkeit und die Spannungsanstiegsgesehwindigkeit des eingesetzten 01W. 6.  Stromversorgung Zur Stromversorgung des Funktionsgenerators genügt ein han- delsüblicher Klingeltransformator vom TyKT 08. Die Gleich- richtereinheit mit V42 bis V44 und €745 bis C 47 ist daraufhin ausgelegt. Die Summenspannung an C 46 und €747 beträgt bei Nennspannung etwa 41V. Sie versorgt die LED V64 über R63 mit Strom. V64 kann auch zur Betriebsanzeige benutzt werden. Vordergründig vorgesehen ist sie jedoch als Betriebsspannung für den Stromgenerator V62, R61, der für den Längstransistor V59 den Basisstrom bereitstellt, so daß N58 Spannung erhält. Gleichzeitig fließt über R57 ein kleiner Strom, der an der Diode V56 die Referenzspannung hervorruft. Sie wird mit der Spannung an R54 und R55 verglichen und leitet über N58d und 1   - in 0, — o 1  -1- o c o 0,, a t oO n - . l r'o   l' ul J le P4 N •1 toIx E Y V V V SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 9 — Generatoren und Sender Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 2) 9-2 R60 den von V62 gelieferten überschüssigen Strom ab. Die Ver- sorgungsspannung für alle Verstärker ist damit gegenüber Schwankungen der Netzspannung konstant. Wie bereits be- schrieben, folgt sie aber der Temperatur der Referenzdiode, so daß die geforderte Temperaturabhängigkeit der Eingangsspan- nung des Sinusformers nahezu erreicht wird. R5 5 gibt ihren Soll- wert vor. Bezugspunkt für die gesamte Baueinheit ist der Aus- gang von N58c. Seine Spannung legt der Spannungsteiler P48 bis R50 fest Er bestimmt damit die Aufteilung in negativen und positiven Spannungsanteil der Gesamtspannung. Diese Einstel- lung bestimmt die Mäanderform des Rechteckgenerators. Die ge- samte Stromversorgung gehört also zum Funktionsgenerator und bestimmt seine Funktion mit; eine Trennung läßt sich nicht durchführen, d. h., die Versorgung des Funktionsgenerators aus einem anderweitig genutzten Netzteil ist nicht möglich! Die vorliegende Schaltung wurde auf einer Leiterplatte unterge- bracht und benötigt insbesondere wenig Platz auf einer Front- platte. Bild 5 zeigt die Leitedeite, Bild 6 die Bestückungsseite. Für die Montage der Potentiometer Rio, R30 und der Buch- sen X39, X40 wurden nach dem Vorbild der eingesetzten Minia- turdrehschalter Befestigungswinkel angefertigt. 7.  Abgleich Zum Abgleich des Funktionsgenerators benötigt man einen Os- zillografen und einen Frequenzmesser. Der Abgleich selbst be- zieht sich weitestgehend auf die Einstellarbeiten zur Minimie- rung des Oberwellengehalts der Sinusspannung. Hier bereitet es auch einem geübten Fachmann Schwierigkeiten, das Minimum für K2- bzw. K3-Anteile am Oszillografenbild zu erkennen. Aus diesem Grund wurde die Hilfsschaltung nach Bild 7 aufgenom- men. In ihr wird die Grundfrequenz durch den 3gliedrigen Tief- paß um 180' in der Phase gedreht und die sich ergebende Dämp- 9i X Im iuHu ‚'- L" Lt 'qr/ \U   LQ 11' u 1 '-' -1 'C ‚ 1 •0 — UiiQ'l " 1 0 0 fung im nachfolgenden OPV wieder ausgeglichen. Diesem wird am Summiereingang außerdem die Eingangsspannung anteilmä- ßig zugeführt, und zwar mit der gleichen Stromamplitude. Die beiden Ströme heben sich auf so daß bei richtiger Einstellung der Frequenz f=1l0 1127 CR und der Amplitude mit dem 100-kCl-Einsteller die Grundwelle am Ausgang nicht mehr meß- bar ist. Die Oberwellenanteile bleiben dagegen über den 330-kO-Widerstand unbeeinflußt und werden wegen des Dämp- fungsausgleichs im OPV mit der vollen Ringangsamplitude über- tragen. Am Ausgang des OPV läßt sich nun mit dem Oszillogra- fen leicht das Minimum beim Abgleich finden. Mit einem echten Effektivwertmesser kann aus den Messungen von Ein- gangs- und Ausgangsspannung der Klirrgrad berechnet werden: K  Doch nun zum Abgleich. Zunächst sind alle Trimmwiderstände auf Mitte zu stellen. Nach Anlegen der Wechselspannung an den Gleichrichtereingang sollte mit R55 die Gleichspannung zwischen Anschluß 4 und Anschluß 1 1 am N58 auf 25V voreingestellt werden. Danach sind im oberen Fre- quenzbereich die Eckfrequenzen mit C4 abzugleichen auf 2 kHz >f> 20 kHz. Es folgen die unteren Bereiche mit Cl auf 200Hz>f> 2kHz, C2 auf 20Hz >f> 200 Hz, C3auf 2Hz>f> 20Hz. Anschließend ist mit P49 das Tastverhältnis auf gleiche Zeit- dauer der negativen und positiven Polarität der Rechteckaus- gangsspannung einzustellen. Achtung! Linearität der Zeitablen- kung des Oszillografen gehen bei dieser Messung mit ein. Jetzt können mit der beschriebenen Hilfsschaltung die Oberwellenan- teile verringert werden: Betriebsartenschalter auf Sinus stellen und durch Anderung von P41 die 1(2-Anteile und mit P5 5 die 1(3-Anteile wechselseitig verringern. Die Frequenz des Funk- tionsformers muß dazu selbstverständlich genau auf die Sperrfre- quenz der Hilfsschaltung eingestellt sein. Man wird erkennen,   047  + 046  * 'i044  K A  ',043  x  VC42  K 045   R41 48 R12 ca C5  R6 R7  R6t R54   vT 59 0 1 P25  0 R53  VT62  <R6 E   1   033  ku  R57   £0 lZ -   Br. _____ sisi  1   P15  P3]  P36   R,7   J  P35   P,6  1  P37  R34 X 3  ________  P11  ________ 08 1  P30   1 038 ______.4 £E ______A  £______   Rastj,opf  Rnslkopf  Rast kopf   111 3301< $501< 22n   01< IOK  101< 10K °HI —   looK J&inJ7n Bild 5 Leiterbild des Funktionsgenerators nach Bild 4. Für den Abgleich der Frequenzbereiche sind für die Kondensato- ren Cl bis C3 zusätzliche Lötaugen vorgesehen Bild 6 Bestückungsseite zum Leiterbild nach Bild 5 Bild 7 Hilfsschaltung für den Abgleich daß sich Änderungen am Abgleich der Hilfsschaltung und auch   mag des Dreiecksignals mit R9 möglich. Anschließend wird bei Änderungen von R49 sichtbar machen lassen und in den Ab- unbelastetem Ausgang die größte einstellbare Ausgangsspan- gleich einbezogen werden müssen. Wenn die beschriebenen Ab-  nung mit R29 auf ta,, = 8V eingestellt. gleichelemente richtig eingestellt sind, dann sollten auch die Amplituden des Sinus-, Dreieck- und Rechtecksignals am Aus- Literatur gang annähernd gleich groß sein. Eine Änderung des Rechtecksi- [1] G. Riva, Silizium-Transistoren als Temperaturaufnehmer, gnals gegenüber dem Sinussignal ist mit .R16, R1 7; eine Ände-  Elektronik Heft 10, 1967, Seite 317. R6  68K .-lnJ---o+u C8  47n [ - I I   o+ucc ‚j - t_ L----------1 Impulsdehner Brücken- Ve'riegelung  schallung t(1,6t0,6 1 ms r2omsF   A  B  0 . nirn rrr c5 C7 10a  Ep R7 33 SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 13  10-1- (Blatt 1) 1.  Daten und Anwendung des Servoschaltkreises fi 654» Der Schallkreis B 654 D ist der erste in der DDR für den Modell- bau hergestellte »kundenspezifische« 15. Seine vielfältigen An- wendungsmöglichkeiten machen ihn gerade für den Modellbau- amateur und seine Entwicklungen interessant. Der Vergleichstyp der Firma TI ist der EN 28654. Er ist bis auf Anschluß 2 (Aus- gang der Kollektorstufe) mit dem 8 654 D pinkompatibel. An- dere Halbleiterhersteller bieten ebenfalls Servo-ISmit vergleich- baren Eigenschaften an: NE 544, SAK 150, ZN 419 CE, SN 28604, WE 3141, SAK 100, SRC 419 u. a. Der 8 654 D wird im 14poligen DIL-Plastgehäuse (Bild 1) mit folgender Anschlußbelegung geliefert: 1  Eingang des Impedanzwandlers (Enütterfolger), 2  Ausgang des lmpedanzwandlers, 3  Eingang für Führungsimpuls (Kanalimpuls), 4  Betriebsspannung tjcc, 5  Ausgang des Ret'erenzgenerators (MMV), 6  Eingang des Referenzgenerators (MMV), 7  Anschluß für externe Totzeiterzeugung, 8, /4  Anschluß zur Einstellung der Impulsdehnung, 9, 13  nicht belegt, 10, 12 Ausgang der Brückenschaltung, 14  Masse. Folgende Kennwerte sind für die Anwendung wichtig: Betriebsspannung  U«1  3,8V. . . 7,0V, typ. U = 5 V, Eingangsspannung  (13  -5,0V. . . 7,0V. Ausgangsstrom des MMV 15  4 mA, Ausgangsstrom des lmpedanzwandlers   12   1 mA Ausgangsströme  i, 15 4 20 mA Dauergrenzstrom des Brückenausgangs   1150152 400 mA, (iesamtverlustleistung  P,  860 MW, Betriebstemperaturbereich 19,  —15. . . 55 °C. C3 Der 8 654 D enthält eine digital-proportionale Abtastregelschal- tung mit einer internen Brückenschaltung aus Leistungstransi- storen für direkte Motoransteuerung. Die Impulsverarbeitung entspricht im Prinzip bereits bekannten Schaltungen (Bild 2). Die Kennwerte sind auf die typischen Kanalimpulszeiten = 1,6 ms ± 0,6 ms und t  (15. 25) ms abgestimmt. Die Breite des Referenzimpulses wird durch Beschaffung des MMV an Anschluß 5 und Anschluß 6 eingestellt (Bild 3). Für den Einsatz als Nachlaufregelschaltung in Servos muß zur Ver- meidung von Regelschwingungen eine Dämpfung des Regelvor- gangs (Rückkopplung über R 11 vom Ausgang auf den MMV) und ein Totbereich mit C4 an Anschluß 7 eingestellt werden. Die Impulsdehnung wird an die anlagentypische Pausenzeit r durch Beschaltung der Impulsdehnerstufe mit entsprechenden RC-Gliedern an Anschluß 8 und Anschluß /4 angepaßt. Die Servoelektronik ist zusammen mit Servomotor, Getriebe und an- geflanschtem Steilpotentiometer R4 in einem kleinen Blechge- häuse untergebracht (Bild 4). Die Ausführung als Drehservo ge- stattet die unkomplizierte Anpassung des Steliwegs über unterschiedlich lange Servohebel an die Belange des Modells. Außerdem kann der Stellweg des Servos auch elektronisch verän- dert werden, indem man zu R4 beidseitig gleiche Widerstände vorschaltet (Stellweg wird größer). Sinnvoll ist es, den Stellweg von möglichst ±45° an die Impulszeit des benutzten Senders an- zupassen. 2.  Fahrtregler mit Scrvoschaltkreis B 654 0 Mit dem Servo stellt man mechanische Steuerglieder wie Ruder, Klappen, Gasschieber am Vergaser o. ä. Soll nun z. B. die Dreh- zahl eines Elektromotors für den Antrieb eines Modells propor- tional gestellt werden, kann man auch eine vollelektronische Steuerung realisieren. Der Umweg über die Mechanik mit all sei- nen Nachteilen entfällt. Ausgangspunkt für die Lösung dieser Aufgabe ist das Impulsbild (Bild 5). Der Kanalimpuls 1, 1,6 ms Cl 7KI   -  impuisdehner  - Jrker 14 __ pg 33 R8 661< C4 R4 8,2K 100#uCc -----1 Bild 1   11 Innenschaltung der Seno-IS8 654 D   in 2 1 0 n c 0 0 = 0' 1 0 9 V 0 0' ti k G h ‚2 LIJ c 2 1; g 0 U  3€ 0 ( C 0 0 SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung - 1989  Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 65 4 D  10-2 (Blatt 2) Bild 4 Servo mit der Servoelektronik 5 236 (Gehäuse entfernt) kann, vom Sender gesteuert, um Al. = ±0,6 ms geändert (vari- iert) werden. Zum Drehzahlstellen nutzt man die Tatsache, daß die Drehzahl von in der Länge veränderbaren Motorstromimpulsen (gepulste Motorspannung) abhängt (Bild 6). Bei kurzen Motorstromimpul- sen läuft der Motor an (ii 10%). Ist die Einschaltzeit 7' gleich der Pausenzeit 7 (TT), wird der Motor mit etwa der halben Nenndrehzahl (n = 50%) laufen. Je länger 7', wird, um so mehr nimmt die Drehzahl zu. Damit ist die Motordrehzahl von n = 0 0 T< = 0 bis n = max 0  oo proportional stellbar. Legt man die Frequenz der Motorstromimpulse hoch genug, über- brückt die mechanische Trägheit des Ankers die Pausenzei- ten 7',, so daß ein mckfreier Motorlauf entsteht. Die Steuerungs- aufgabe besteht nun darin, den Motorstromimpuls von T, = 0 bis = cc stufenlos proportional mit dem Steuerknüppel am Sen- der, folglich auch proportional zum Kanalimpuls t, = t< 0 ± At< zu stellen. Die Basis bildet der Kanalimpuls t.Bei t1, = 1,6 ms ist dann die Motordrehzahl n = 0. Die Impulsbreitenänderung von Al. wird durch eine Imptilsdehnerschaltung proportional auf 7', gedehnt. Für volle Drehzahl dehnt die Schaltung die Kanalim- pulszunahme +At< 0,6 ms auf 7', 25 ms. Soll der Motor in entgegengesetzter Drehrichtung laufen, muß die Motorspannung umgepolt werden. Es ist also eine Schaltung einzufügen, die beim »Nulldurchgang« des Kanalimpulses (t,») die Motorspan- nung umpolt. Bei der Impulsänderung —Al ergibt sich dann die gleiche proportionale Impulsdehnung wie beschrieben, nur für umgepolte Motorspannung und damit in entgegengesetzter Drehrichtung. Zur Impulsdehnung eignet sich eine entsprechend dimensio- nierte RC-Schaltung. Die Motorspannung kann für die Drehrich- tungsumkehr durch einen Umpolschalter mit Relais oder durch eine Transistorbrückenschaltung (npn/pnp) umgepolt werden. Jede dieser Varianten hat Vor- und Nachteile. Als einfache Fahrtregelschaltung kann man sogar die Servoelek- tronik nach Bild 3 mit dem R 65 4 D verwenden, die sich »zweck- entfremdet« für Kleinstmotoren eignet. Zu dem Zweck wird das Servo mit oder ohne Getriebe zum Modell- oder Sonderantrieb. Da es um das proportionale Stellen der Drehzahl geht, entfernt man die Kupplung zum Stellpotentiometer R4. An den Ausgang des B 65 4 0 (Anschluß 10 und Anschluß 12)können auch an- dere Kleinstmotore mit vergleichbaren Daten (UM bis 4,5V, 'M bis 400 mA, Ankerwiderstand 7 Ü) angeschlossen werden. Die Kondensatoren C7, CS. C9 entstören den Motor. Gegebenenfalls ist ein Entstörfilter zu benutzen. Die Impulsdehnung wird durch die PC-Kombinationen P7, C5, P9an Anschluß 14 für —t1 und durch P8, C6, RIO an Anschluß 8 für +A11 eingestellt. Sie sind für den typischen Kanalimpuls  (1,6 ± 0,6) ms so dimen- sioniert, daß bei Maximalimpuls t = 2,2ms oder bei Minimalim- puls /‚= 1,0 ms für die andere Drehrichtung der volle Motor- strom fließt Durch Regelvorgänge in den Verstärker- und Impulsformerstu- fen des Empfängers entstehen unvermeidbar geringe Impulsän- derungen ±Ai< im Mikrosekundenbereich. Damit dieses Impuls- flattern nicht zum ständigen Anlaufen des Fahrtreglers in der Mittelstellung (Zucken, Brummen) führt, ist dem Stellvorgang ein Totbereich eingefügt. Diesen Totbereich stellt man mit C4 an Anschluß 7 ein. Er sollte beim Fahrtregler deutlich breiter als beim Servo sein. Die Lage der Mittelstellung (nM= 0) stellt man mit R4 ein. Mit nur geringfügigen Änderungen kann man die Servoelektro- nik für stärkere Motorströme und eine getrennte Fahrbatterie verwenden (Bild 7). Die Beschattung des Refcrenzgenerators wurde gegenüber der Servoschaltung vereinfacht. Um den Fahrt- regler an Anlagen mit unterschiedlichen Impulszeiten anzupas- sen, sind nachstehende Einstellmöglichkeiten vorgesehen. Mittellage bzw.Neutr alsteilwsg Bei Impulslänge r» z. B. t» = 1,6 ms (= Mittelstellung des Steuer- knüppels am Sender) auf Motorstrom TM = 0 (messen!) bzw. Drehzahl n = 0 stellen. Maximaldr ehzahl Mit P3 bzw. P5 für jeweils 1 Drehrichtung die Impulsdehnung so einstellen, daß bei tjma. und timm angenommen 'im,, 2,2ms und t,min =1,0 ms (= Vollausschlag des Steuerknüppels am Sen- der) der maximale Motorstrom 'M fließt bzw. die maximale Drehzahl n = nma.für beide Drehrichtungen erreicht wird. Totber eich Mit C6 in der angegebenen Dimensionierung wählt man den Totbereich so, daß geringe Imiulslängenänderungen beim Betä- tigen der anderen Kanäle nicht zum Anlaufen des Motors führen (der Fahrtregler reagiert nicht so »nervös«). Wird C6 kleiner be- messen, verkleinert sich der Totbereich. Motor str om Der Motorstrom ist begrenzt durch den maximalen Kollektor- strom der Brückentransistoren VT1 bis VT4. Der Schaltkreis läßt einen dauernden Ausgangsstrom vom 'Fan, 10/12= 400 mAzu, der als Basisstrom auch andere Transistorpärchen (npn!pnp) mit Kollektorströmen 1, bis 10 Asteuern kann (Stromverstärkung be- achten!). Die Dioden %'Dl bis VD4 wirken als Schutzdioden für die End- stufentransistoren VT1 bis VT4, da sie die Induktionsspannung der Ankerwicklung des Motors kurzschließen. Je nach Störpegel des Motors muß der Entstörkondensator C7 u. U. durch ein kom- plettes Entstörfilter ersetzt werden. Die Endstufentransisto- ren VT1 bis VT4 sind seitlich so montiert, daß sie mit dem Bo- denblech (Kühlkörper) verschraubt werden können (Glimmer- scheiben zur Isolation beilegen). Für Transistoren anderer Gehäuseformen (größer 13 müßte der Einbau im Gehäuse an- ders gelöst werden. So, wie der erste vorgestellte Fahrtregler aus einem Servo ent- stand, ist dieses Prinzip auch umkehrbar. Der Fahrtregler von Bild list für Motorströme bis 'M = 1,5 A, bei Verwendung der Transistoren SO 345 (npn) und SD 346 (pnp) bis 'M 3 Abelast- bar. Das sind aber Größenordnungen, wie sie im Modell bei Stellservos für große Kräfte, z. B. bei Segelwinden mit einer Stell- kraft bis 50 N(5 kp) auftreten. Kuppelt man die Motorwelle über ein entsprechend untersetzendes Getriebe (400:1) mit der Poten- tiometerachse von P2, so erhält man ein kräftiges Stellservo (Bild 8). Für diesen Fall muß auch die Motordrehzahl entspre- chend untersetzt werden (400:1). Die Übersetzungsverhältnisse sind nur Orientierungswerte und fichten sich nach dem konkre- ten Anwendungsfall. Für die Anwendung der Fahrtreglerelektro- nik 'als Segelwindenelektronik muß sicherlich der Totbereich + vo _________________________ ¶ o. 5 20v VT1 VDI  V72 ¶   Fuhrbotlere C2 R3 R5 $0336 $AY30 $03361 I 100» 250K 250K EV VO2 8,2K SY 360 R4 R6 100 100 R12 C4 11111 1/1 C5 1J it. 100 07 47n M 100 E C12,2» 8 R647 3 12 B 654 Sf350 —ciiJ--, io T47'K 11 5  6 7 £ VD4 5v 6a LII so 33s SD335 1j't oo R2 10K fl - 03 0,47» _i_06 J_  L‚1,1, IIL Bild 7 Fahrtregler mit Servo-ISund Brückenendstufe; a- Stromlaufplan. b - Leiterplatte — Bauelenienteseite, c Leiterplatte - Lötseite. d - Musteraufbau (VDI - SY360) SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 10 - Modelifernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Sen'oschaltkreis B 654 D  103 (Blatt 3) (C6)verkleinert werden. Für hohe Stellgenauigkeiten sollte man dann auch die Spannung für den Referenzgenerator ähnlich wie bei der Servoelektronik von Bild 4 stabilisieren. 3-kHz-Fahrtregler mit Servoschaltkreis B 654 D So elegant die Schaltungslösung des Fahrtreglers von Bild 7 auch ist, ihr Hauptmangel besteht in dem Spannungsabfall von 2>c Ucc = 2bis 3V, die doch einen erheblichen Leistungsverlust darstellen. Es liegt nahe, daß Schaltungslösungen entwickelt wurden, die diesen Mangel nicht aufweisen (s. auch die später folgenden Blätter dieses Kapitels). Der Fahrtregler von Bild 7 be- sticht durch die einfache Schaltungslösung und den unkompli- zierten Aufbau. Zur Steuerung stärkerer Motore (IM > 5 A) hat diese Lösung jedoch prinzipielle Nachteile. Da der Motorstrom- impuls durch Längendehnung aus dem Kanalimpuls gewonnen wird, haben beide die gleiche Wiederholfrequenz. Sie ergibt sich zu 2Orns = 50Hz. Bei 50 Hz wirken die Anlaufströme auf das Feld des Dauerma- gneten schwächend, bei hohen Strömen sogar irreversibel. Das bedeutet: Beim Anlauf unter Last oder bei voller Last in mittle- ren Drehzahlbereichen wird das Magnetfeld bleibend ge- schwächt und der Motor in seiner Leistungsabgabe herabgesetzt. Diese schädliche Wirkung hoher Anlauf- bzw. Einschaltströme läßt sich vermeiden, wenn die Frequenz der Motorstromimpulse so hoch gelegt wird, daß die Induktivität der Ankerspulen den Strom begrenzt. Für die in Modellen verwendeten Kleinmotoren soll die Pulsfrequenz im Bereich f, = 2,5 bis 3 kHz liegen. . _ R,  LA -_  1Ug UM Ein Bild 9Ersatzschaltbild der Pulsstellung eines Elektromotors Aus der Ersatzschaltung (Bild 9) der Pulsstellung des dauerma- gneterregten Elektromotors läßt sich noch ein weiterer Vorteil er- kennen. Den Schalter bildet ein Schalttransistor, der mit der Fre- quenz f, 3 kHz schaltet. Den Ankerwiderstand repräsentiert R A und die Ankerinduktivität LA. Die bei sonstigen Fahrtreglern ebenfalls geschaltete Schutzdiode VD(Schutz gegen Induktior(s- spaonungsspitzen der Ankerinduktivität LA)erhält jetzt eine wei- tere Funktion. Das Magnetfeld der Ankerinduktivität speichert Energie, die in den Impulspausen wieder abgegeben wird. Sie tritt an den Motorklemmen -als induzierte Spannung auf und kann bei der hohen Frequenz von J 3kHz als Strom lo über VDfließen und den Motor antreiben. Damit erhöht sich der Wir- kungsgrad eines solchen 3-kHz-Fahrtreglers gegenüber einem 50-Hz-Fahrtregler im Teillastberaich erheblich. Hinzu kommt, daß ein Motor am 3-kIlz-Fahrtregler wesentlich weicher und ruckärmer anläuft sowie feinfühliger zu stellen bzw. zu steuern ist. Jede Technik hat ihren Preis. Der Schaltungsaufwand für einen 3-kHz-Fahrtregler ist daher größer als der für einen 50-11z- Fahrtregler. Der 3-kHz-Fahrtregler (Bild 10) mit lJmpolschalter nutzt die sich bietenden Möglichkeiten einer optimierten Schaltungsvari- ante mit dem ff 65 4 D aus. Die Impulsaufbereitung, d. h. die Ge- winnung der der Steuerknüppelstellung am Sender proportiona- len Restimpulse ±At1 , übernimmt der B 65 4 D. Die Stellung »Stop«  = 0 ist mit R2einstellbar. Der Totbereich zwischen Vor- und Rückwärtsfahrt ist mit C4 so breit eingestellt, daß sich eine deutliche Trennung zwischen beiden Stellrichtungen ergibt. Das erleichtert das Steuern von Langsamfahrmanövern beim An- legen oder Anfahren. Die Impulsdehnung an Anschluß 8 und Anschluß 14 kann entfallen, da aus den Restimpulsen an An- schluß 10 und Anschluß 12 die längenproportionale Gleichspan- nung zur Frequenzumsetzung mit der RC-Schaltung R8, R9, C5, RiO, C6 gewonnen wird. Da diese Spannung für beide Dreh- richtungen wirksam sein muß, sind die IS-Ausgänge (An- schluß 10 und Anschluß 12)über die Dioden VDI und VD2ent- koppelt. Die Stellung »Vollgas« wird mit R9abgeglichen. Die pulsierende Gleichspannung am Schleifer von R9 wird über C5 , RIO, C6, Ril geglättet und dem Timer-Schaltkreis N2(8 5 5 5 D) zugeführt. Weitere Schaltbeispiele sind in den noch folgenden Blättern zum 8 5 5 5 D beschrieben. im vorliegenden Fall ist der Timer-ISals astabiler Multivibrator gdschaltet und verwirklicht die Frequenzumsetzung von 50Hz auf 3 kHz. Die Kippfrequenz des astabilen Multivibrators ist mit etwa 3 kHz annähernd konstant, während die Einschaltzeit T5 von T= 0 bis T= cc mit dem Spannungspegel an Anschluß 2 und Anschluß 6 eingestellt werden kann. Dabei entsprechen Te 0 4,6V (Drehzahl 0) und T, = cc 3,6V (Dreh- zahl = max. ). Das Ausgangssignal an Anschluß 3 mit der Schalt- zeit Te steuert bzw. schaltet über VT1 und VT2(10-A-Typ) den Motorstrom. Da dieser Fahrtregler keinen Speedschalter enthält, möglich wäre es, sopte man für Hochleistungsantriebe (/M > 10 A) prü- fen, ob nicht eine Endstufe mit mehreren parallelgeschalteten Transistoren Vorteile bringt. Entscheidend dafür ist die in der Endstufe im tatsächlichen Betrieb auftretende Verlustleistung. Die Freilauf- und Schutzdiode VD3 muß für entsprechende Spit- zenströme ausgelegt sein. Der Widerstand R 14 bewirkt verlang- samte Rückwärtsfahrt. Er liegt in Reihe zum Motor und wird vom vollen Motorstrom durchflossen. Sein Wert muß experi- mentell ermittelt und den Fahrtanforderungen angepaßt werden. Ist für Rtickwärtsfahrt die volle Geschwindigkeit erwünscht, was für das Modell jedoch meist Gefahr bedeutet bzw. vorsichtiges Steuern erfordert, so entfällt R14. Besondere Schaltungsmaßnahmen verlangt dieser Fahrtregler für sicheres Umpolen der Motorspannung heim Nulldurchgang. An- dernfalls würde das Umpolen unter Spannung Zu starken Bela- stungsstößen für Motor, Getriebe und andere Kraftübertragungs- teile führen, die meist mit dem Ausfall dieser Teile enden. Zum Umpolen ist der CMOS-IS 4002 als bistabiler Multivibrator (BMV), allerdings mit Freigabeeingang, geschaltet. Über An- schluß 2 und Anschluß 6 wird der BMV gemäß Drehrichtung mit dem Restimpuls an Anschluß 10 oder Anschluß 12 vom IS1 gesetzt bzw. rückgesetzt. Damit der BMV (Dl) tatsächlich bei UM 0 umschaltet, wird der BMV über Anschluß 1 bzw. An- schluß 5 erst freigegeben, wenn am Ausgang des Frequenzum- setzers (Anschluß 3 an N2) kein Impuls anliegt. Um die Stel- lung »Relais angezogen« wahlweise einer Drehrichtung zuzuord- nen, läßt sich R15 entweder auf Anschluß 11 (Ausgang Q des BMV) oder auf Anschluß 10 (Ausgang Q des BMV) schalten. Der Fahrtregler wurde auf 2Leiterplatten für Steuerteil und Lei- stungsteil aufgebaut. Beide Leiterplatten können in Etagenbau- weise übereinander angebracht sein. Der Aufbau ist auch in ge- trennten Gehäusen mit Verbindung über Kabel und Steckverbin- der möglich. Die Konstruktion bleibt damit variabel und läßt sich den Bedingungen im Modell gut anpassen. Die Gestaltung der Leiterplatte des Leistungsteils (VT2sitzt auf dem Gehäuse bzw. auf einem Kühlkörper) richtet sich nach dem verfügbaren Relais. Einen flachen und platzsparenden Aufbau erhält man wie beim Muster mit einem Kartenrelais (z. -B. GBR 20.1). Da der Fahrtregler erhebliche Leistungen schaltet und da infolge des durchfließenden Stromes in VT2eine nennenswerte Verlust- P o l Empfängerbatterie =   L 61 -T- C2R3 ['1R4 na Jcs   Lcs VT   +8. 20V 1 jR7(j oI) _‚_  -r22» rYl N 2 50335  V03 i!OH33Ky33Ky 8.2K 680 680 LV 360 - E Cl 4  8  14   12 j14K1M N) 2 JL 86540 V02 46VSlop  C7 jLl AV3C VT2 R, 47K 1P2  C3 in VO4  LAV30 Ic 2N3055   _LUFuhr -  1110K O. 47p   C4 -__ 1   U   2K 54V 30 J&lo: v73 6 8--  5C23 01 V4001 0 cz R 9  R LP1t © Li E R i) 1  1 VT 3 Fohr bolter e Rotais 8 von VT2 r Motor Fahrbatterie . -   - KillAt. , VT 2 Fahrbalteric - Motor  - L Emiter j. von Elektronik -  Kotteklor VI?  leilerpiatte  VII Bild 10 3-kHz-Fahrtregler mit Servo-IS; a - Stromlaufp]an, b - Leiter- platte - Bauelementeseite/Elektronikteil c — Leiterplatte - litt- seite!Eieklronikleil, d - Musteraufbau - Elektronikteil und Re- laisteil. e - Leiterplatte - Bauelemenleoeite/Retaisteil. f- Leiter- platte - Lötseite/Relaisteil J L  J wärme auftritt, sind bei seiner Anwendung einige Dinge zu be- achten. Sie gelten für die im weiteren vorgestellten Fahrtregler gleichermaßen: — den Fahrtregler in der Nähe des Fahrmotors und der Fahrbat- terie einbauen, kurze Leitungen ausreichenden Querschnitts verwenden (geringer Leistungsverlust»; - Fahrrnotor(-en) gut entstören-; — an i Fahrtregler lassen sich mehrere Fahrmotoren (Reihen- oder Parallelschaltung) anschließen, aber nicht 2 oder mehrere Fahrtregler an 1 Motor. Es würden dann Ausgleichsströme fließen, die die Elektronik beschädigen; — Maximalwerte des Fahrtreglers für Strom und Spannung nicht überschreiten, der Endstufentransistor wird überlastet und eventuell zerstört. Si-Endstufentransistoren sind kurzzeitig (bis 10 s) mit dem doppelten des maximalen Dauerstroms be- lastbar. Das aber nicht als »Sicherung« oder Sicherheit be- trachten; - Schmelzsicherung im Motorstromkreis einbauen; bei Blockie- ren des Antriebs Motor bzw. Fahrtregler sofort abschalten; - bei falscher Laufrichtung des Motors immer die Motoran- schlüsse tauschen, nie die Batterieanschlüsse des Fahrtreglers (Falschpolung!); iflJ SCHALTUNGSSAMMLUNG- Fünfte Lieferung 1989  Blatt \   Kapitel 10 — Modellfernsteuerung t Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D  10-4 (Blatt 4) + Bild lt Elektronikschalter  mit  Servo-lS D; 3 654  a - Stromlaufplan, b - Leiter- 4. 8v   J   R)  'P4  P5 'VD i  2  platte - Bauelementeseite. c - Leiter -   2 0»   [ J 68   U 68   U  < SAV 301   54V 30   platte - Lötseite. d - Musteraufbau ?C3 22» 4  8 E  Cl   14 8 654 oHE SL Pl 47K -  P2 IOK  CS (1 1 47m J33n - Fatschpolung des Fahrtreglers an der Fahrbatterie vermeiden (Gefahr Für den Endstufentransistor!). Verpolungssichere Steckverbinder benutzen: - sitzt der Endstufentransistor zur Kühlung auf dem Gehäuse bzw. ist er von diesem nicht isoliert, unbedingt Kontakt des Transistors und des Gehäuses mit Steckverbindungen, blan- ken Leitungsteilen oder Anschlüssen vermeiden. Ein Kurz- schluß gefährdet den Endstufentransistor; - Fahrtregler und Fahrmotor so einbauen, daß beide ausrei- chend gekühlt werden, nicht in Schaumstoff einpacken, Luft- zirkulation im Modell ermöglichen; - den Fahrmotor und die gesamte Elektronik unbedingt vor Wasser und Schmutz schützen; - hat der Fahrtregler ein Relais zum Umpolen der Motorspan- nung, dann Stellung »Relais angezogen« wegen des höheren Stromes ('R e] = 50 bis 70 mA) auf die weniger benutzte Rück- wiirtstahrt legen. Der Relaisstrom belastet die Empfängerbatte- rie und verkürzt somit die Betriebszeit; - Eahrtregler, Empfänger und andere Elektronik in Fächern oder Hatterungen mit Gummiband so festlegen, daß sie beim Transport oder beim Fahren des Modells ihre Lage nicht ver- ändern (Auftrennen von Steckverbindungen!). 4.  Elektronikschalter mit Servoschattkreis 13 654 1) Der II 654 D ist nicht nur für Servo- odör Fahrtregteranwendun- gen zu gebrauchen. Da bei t1 < t an Anschluß 10 und bei t>ta an Anschluß /2eine Steuerspannung anliegt, kann dieses Ver- halten auch für Schaltfunktionen (EIN/AUS-Funktionen) ge- nutzt werden. Ein solcher Schalter wird auch als Elektronikschal- ter bezeichnet. In seinem Ausgang kann ein Relais oder ein Schalttransistor liegen. Dabei hat jede dieser Varianten ihre spe- zifischen Vor- und Nachteile. Für einen Elektronikschalter mit dem 13 654 D (Bild 11) genügt eine minimierte externe Beschattung. Der Kanalimpuls ist über die RC-Kombination Rl/C1 gleichstromfrei eingekoppelt. Da- durch wird verhindert, daß bei dauerndem H-Pegel am Eingang infolge einer Störung im Dekoder des Empfängers o, ä. die IS durchsteuert. Den Schaltpunkt des 15 stellt man an R2ein, zu- sammen mit dem Wert von C5. Die Impulsdehnung bestimmen «3. C3 an Anschluß 8 und R4. C4 an Anschluß /4. Für u. U. längere Pausenzeiten als r  25 ms kann (73, (74 auch größer ausgelegt werden z. B. C3 = (74 = 22pF. Allerdings tritt dann eine deutlich merkbare Abfallverzögerung ein. Die Relais sind direkt in die Ausgänge geschaltet. Bei Wegfall eines Relais kann der Aufbau auch als Einkanalschalter z. B. Leistungsschalter für Rennboote oder Speedschalter verwendet werden. Der Betrieb an L E — 1 0 crvj, L KZ   R5   1 ©r LI   cs   J   448V  - U„-6V ist ohne weiteres möglich, falls die Relais bei — 4,8V nicht sicher anziehen. Der Totbereich, um den beide Schaltpunkte beim Betrieb als Zweikanalsuhalter auseinanderliegen, bestimmt den Wert von C6 an Anschluß 7. Wird ein größerer Totbereich gewünscht, z. B. , um die Schaltpunkte weiter auseinanderzutegen, ist (76 zu vergrößern. Der typische Wert für (76 = 10 nE reicht aus, um ge- ringe Schwankungen von i, die durch HF-Übertragung und Im- pulsformung zwangsläufig entstehen, unwirksam zu machen. Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch MM, srnTepMosyJswnoHHbIf1 MM, HHTepMOaILWM MM, }lII4JOpMaiJ}lOflhIaMMarncTpaJsl, lIMA, HH4JOpMaIHoHHaR MarHcTpaJlh a,gpeclrhlx cnraanon HMJ, mI(opMaunotInas MFHCTJTh AaufilhIX cHr}{aJloB HMK. HHTepMOPYRXUMQIIIIMil Kanail IIMY, m4opMatutomtas Maracipajib ynpanjunomax crn- uaJlos UHX, rnTawBIwyanbuasTxapaxepcna MHM, nmpa}rn3Kaa '{acroia MOY, rnrrerpaJlbHrnh onepau}toaubffi ydnJIwreJb MII. u3MepwreJTbHhIff Ilpeo6pa3OBaTeJh Ml'], H3MePliTeJlLHbfil [TYHRT, 1411, HHJTYVTRnuT,rü rTpo6uT4g 11111K, HH4)0pMaqHOHHbI noKa3aTenh KaqecTBa 1111111, 93MepwreJbHbIf4 nepBuqHhulr r1pe06pa30naTeab HIIY, rn;Tep4)e}k aeqaaiorqero YcTpOtcTaa MPH, ncT0qrn4Kpei-ynnpyeMoro HanpMxeHasI EH'], }{HJ]3'CTPHaJILHaSJ paiwoHoMexa MC, n3MepnTcJlrnIaB cxeMa MC, }1M11JIbC clulxpoHH3aunH MC, HMRY. nbCHhi cqeTqng MC, HCT04HHKcleTa MC, LICTOHMIC durnanoB MC]'], HCTO'HilIKcTadnrnlaxpoBaHHoro UHTCHUH MCT, actoqHnic cTa6nrin3HpoBanHoro-ToKa FIT, rsaMepwrenI TeMnepaTyphl HT, i. aodpancarouaih TOK FIT, HIIUHKTOPHCMTpyöKa FIT, HCTOMIIHKToKa MY, I43MCHTCJ1LypoBHA 14Y. naepuena ydHJiHM MY, M3MPHTCJ1LH0 YCTpOhcTBO HY. HMHYJIECHbIfI yCum4Tern, MY, miiAnxampnoe ycTpoikcTao MY, ulrrerpupyfoa]wh ycmirrrena Mc1, HHTeI*ei4c MPAH, HMnyJIbcuo-4)a300aa aaTononcTPoixa MtAUM, FIMUYJIbCHHXdncTerda (ba30B0ii aBT0HO4C1p0hKH'ja- CTOThI IFIIAII'- J, nMnysn,cHo-4,asonafl anTonnncTpoüTca qacTo'rM 14(1fl, nMrlyrn,cHrnfl 4,a3080it aeTelcrop WFJI , nMnyJTbcHo- a30B0 ICTCKTOP lFD!<.}lHTep(behc 4)ytlKItHoHaJIbHo1 KnarnsaTyphl M4'K, HIld)paKpaCtIßIft MX, uMHynacuas xapaj(TepHcTnxa MUCC, isHTerpanT,Hast 9n4,ponasi CCTI, dM311 M. rnrrerpailbaalil 'lacToMep HifiMM, rnn'erpa,rjbna5I IupoTuo-uMnybcuaq MOJJRILHM H3B, HCTO'jHHKDTäJIOHHMXnejueqnu K KA4AP, Kpyrn!oanepTypaas 4auttpoaaeaax anTenaan pemeTKa KB, KoluteucaTop 6yMa«IIbrh KBH, KoHaeHcaTop yMaxcHbIh ripouaoh KBKF, xoiweucaop aucoKoacToTuMf1 KepaMnqecgnh repMe- Tcupogajljjj KBC, xot naga dm1311 KF, KaapqeBhffi reepaop K, KOHACHCaTOPqHCKOBblÜ K,I1, xoppcxTnpylomnui 4IIYXIIOJIJOCHHK UP, KpecT0o6pa3uani JI43neKTpuqecKkIft pe30uaT01) K3, KOpOTKOC 32MaTIcaHue K3fl, KOjtoabiik 3auaqnK4J15111b1 KM, KaTYWKa HH2yKTHBIIOCTH KM1 KaacymHfscu ncTo'jEIHKInyKa KK, Kaapucablfi Kajur6paTop KK, KoMMaIutoKonTpoJInep KK, KolnanTubift Kapantam KA, KaTononIoMI4lrecueHTrug KA, x. uaanaTypa KjlToq dallKItI4OFIgpOHaHH0r0 iociyna Intermodulations- IM, Intermodulation Bus Adreßbus Datenbus 1 ntermodulati onskanai Steuerbus Eichkurve VLF, Tiefstfrequenz (eng]. veiy bwfrequency) intergrierter Operationsverstärker, Meßwandler M, Meßpunkt induktiver Prüfstift Gütezahl Primärmeßwapdler Druckinterface 5 pannu ngsregelschaltung industrielle Funkstörung Meßschaltung SYNC, Synchronimpuls Impulszähler Lichtquelle Signalquelle Konstantspann ungsq ue Ile Konstantstromquelle Thermometer spiegelnder Strom Anzeigeröhre Stromquelle Pegelmesser Kraftmesser Meßaufbau Impulsverstärker Anzeigeschaltung integrierender Vdrstärker IF, Interface !mpulsphasenregelschleife lmpulsphasenregelkreis lnipulsphasenregelkreis Impulsphasendetektor !mpu Isphasendetektor Tastaturinterface JR.infrarot Impulskennlinie ISDN, dienstintegrierendes digitales Nachrichtennetzwerk (engl. integrated Services digital network) integrierter Frequenzmesser !PLM, integrierende Pulsbreitenmodulation (eng). integraling pulse length modulation) Normalquelle phasensynchronisiertes Antennengitter mit großer Apertur Papierkondensator Pap ierdurchfühmngskondensator hermetischer HF-Keramikkondensator Nachrichtenkode Quarzgönerator Scheibenkondensator, Plattenkondensator lcorrekturzweipoi kreuzförmiger dielektrischer Resonator Kurzschluß Längengeber Spule, !nduktivität scheinbare Schallquelle Quarznormal Befehissteuerung Kontaktstift Katodenlumineszenz Tastatur Zwangszugriff SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise  10-5 der Standardreihe V 4000 (Blatt 1) 1.  Vorbemerkungen Durch die Anwendung von CMOS-Schaltkreisen der Standardse- rie erschließt sich der Anwender in der Modellelektronik eine ganze Reihe von Vorteilen. Im Vergleich zu Transistor- oder TTL-Schaltungen sind das, - geringe Verlustleistung, - großer Speisespannungsbereich von 3 bis 15V, - hoher Störabstand, - großer Gattereingangswiderstand. - niedriger Ausgangswiderstand, - hoher Lastfaktor. - störsicherer Schaltungsaufbau ohne besondere Maßnahmen. Diese genannten Vorteile werden bei den im folgenden bespro- chenen Schaltungsbeispielen sinnvoll genutzt. Komplexe Schal- tungen mit CMOS-Standardschaltkreisen, wie Senderimpulsteite oder Empfängerdekoder, wurden bereits in der 4. Lieferung der Schaltun gssammlun g für den Amateur in Kapitel 10 vorgestellt. Diese Schaltungen werden im folgenden durch Schaltungsbei- spiele vor allem für periphere Funktionen ergänzt. Das sind z. B. optische oder akustische Signalgeber, Fahrtregler, Elektronik- schatter. Drehzahlmesser u, a. Bei den Signalgebern liegt am Ausgang ein entsprechender Si- gnalwandler (LEDGlühlampe, Lautsprecher. Piezopieper 0, a. ). dessen Auswahl von der jeweiligen Anwendung bzw. von der konkreten Situation im Modell abhängt. Damit nicht bei jeder Schaltungsvariante auf diese Probleme eingegangen werden muß, sind sie stellvertretend und summarisch vorgestellt. 1. 1.  Optische Signalwandler Für stark strahlende Lichtquellen wird man Glühlampen in der Bauform als Signal- oder Zwerglampen verwenden (Bild 1). Diese Kleinglühlampen gibt es in unterschiedlichen Bauformen (länglich, kugelförmig, mit Linse) mit verschiedenen Fassungen. Neben der Kenntnis der Nennspannung ist auch die des Lam- penstroms wichtig. Im Interesse einer langen Lebensdauer sollte die Nennspannung nicht überschritten werden. Der Lampen- kaltstrom muß stets kleiner als der maximal zulässige Kollektor- strom des ihn schaltenden Transistors sein. Vorteilhaft ist, daß es die Zwerglampen für Spielzeuge außer mit klarem Glaskolben auch in den Farben rot, grün, gelb und weiß gibt. Da der Kaltwi- derstand der Glühlampen wesentlich geringer als ihr Warmwi- derstand ist, werden sie nur über Schalttransistoren (npn oder pop) an die Ausgänge der 15 geschaltet. Für schwach strahlende optische Signale verwendet man besser Lichtemitterdioden. Kurzbezeichnung LED(Bild 2). Im Unter- schied zur begrenzten Lebensdauer der Glühlampen haben LED als elektronisches Bauelement nahezu unbegrenzte Lebens- dauer. Es gibt die LEDin den Leuchtfarben rot, grün, gelb, orange in unterschiedlichen Bauformen. Weitere Vorteile der LEDsind deren geringe Abmessungen und die direkte Anschalt- barkeit an die Ausgänge der 15. Bei ihrem Einsatz sind einige Grundregeln zu beachten: - die LEDist immer in Durchlaßrichtung zu schalten (Anode an Plus); - der längere Anschlußdraht ist die Anode; - wegen ihr er Kennlinie sind LEDnur mit Vorwiderstand oder an Konstantstromquellen zu betreiben; - der Vorwiderstand berechnet sich nach R,  mit U'c RvVorwiderstand, U.Betriebsspannung, U1. Durchlaßgleichspunnung (Richtwert 1,5 bis 2,5 V) 'F Durchlaßgleichstrom (für LEDaus DDR-Produktion = 30 bis 50 mAje nach Typ); Bild 1 Kleinglühlampen Bild 2Lichtemitterdiuden (LED) - als Richtwert kann für Rvgelten: je 1V Betriebsspannung 500 Vorwiderstand, Beispiel:   (J  6V = 6500=3000. Soll die maximale Lichtstärke der LEDausgenutzt oder eine Reihenschaltung angewendet werden, ist Rvnach der angege- benen Gleichung zu berechnen.   1. 2.  Akustische Signalwandler Die Anwendung akustischer Signalgeber im Modell ist vielfälti- ger als die der optischen Signalgeber. Sie reicht von Hupe, Si- rene, Nebelhorn bis hin zur Geräuschimitation eines Dieselmo- tors. Darüber hinaus eignen sich akustische Signalgeher auch zur Rückmeldung von wichtigen Daten (Zuständen) aus dem Modell, wie Wassereinbruch, Entladeschluß der Fahrbatterie u4 ä. Als elektrisch-akustische Wandler zur Tonerzeugung sind anwendbar; - pieznkeramische Schwingelemente, - elektromagnetische Sommer, - Hörkapseln vom Telefon. - Lautsprecher. Der piezo- ßhon -Signalgeber (Bild 3) enthält eine Piezokeramik- scheibe, die bei Ansteuerung mit Wechselspannung Biege- schwingungen ausführt, die Schallwellen hervorrufen. Bei Erre- gung mit der Resonanzfrequenz entsteht ein lauter Ton. Beim Bild 3 piezoph on pie70-phon beträgt der Sch alldruck bei 12 V in 30 cm Abstand etwa 92 dB. Zur Erzeugung der Wech selspannung enth ält der piezo-phon einen llybridsch altkreis, so daß er bei Anlegen einer Gleich - Spannung im U„-Bereich von 1 bis 2 0V einen Dauerton mit der R esonanzfrequenz f. =. 2 ,7 kl-lz abstrah lt. Weitere Vorteile des piezokeramisch en Signalgebers: — kleine Abmessungen, geringe Masse (piezo-phon: 039 mm, h = 18 mm, m = 12 g), keine beweglich en T eile bzw. Kontakte. — h oh e Zuverlässigkeit. lange Lebensdauer, -geringe Energieaufnah me, -sich erer Betrieb auch unter rauh en Bedingungen. Die elektromagnetisch en Sommer, bekannt z. B. aus Quarz-Ana- log-Uh ren. erzeugen ebenfalls bei Anlegen einer Gleich span- nung einen T on fester Frequenz. Allerdings ist der Sch alldruck geringer als beim piezokeramisch en Signalgeber. Sollen dagegen T öne mit variabler Frequenz oder Geräusch e (Frequenzgemisch e) abgestrah lt werden, so läßt sich das nur mit T elefonh örkapseln oder Kleinlautsprech ern verwirklich en. Klein- lautsprech er h aben dabei den Vorteil des h öh eren Leistungsum- satzes bzw, des h öh eren Sch alldrucks und des größeren Fre- quenzumfangs. Allerdings sind sie auch größer und sch werer, Der Lautsprech er sollte im Modell möglich st so eingebaut sein, daß er den T on in der gewünsch ten R ich tung frei abstrah lt und ausreich enden R esonanzraum zur akustisch en Verstärkung h at. Im einfach sten Fall genügt es, den Lautsprech er über einen Lei- stungstransistor anzusteuern. In den Fällen, wo es auf Frequenz- umfang und h oh en Wirkungsgrad ankommt, wird man einen in- tegrierten N F-Verstärker zwisch ensch alten. Außerdem können an den einen N F-Verstärker mit Lautsprech er meh rere Signal- quellen (Hupe, Horn, Sirene, Motorgeräusch generator u. a.) an- gesch lossen werden. Allerding ist der externe Sch altungsauf- wand für einen 6-W  2 1  z-B. .4 210 K, nich t gerade gering. 2 .  Lauflich t Versch iedene Varianten von einfach en Blinksch altungen für vielfältige Anwendungen werden im Zusammenh ang mit dem /3555 D vorgestellt. Eine interessante Anwendung ergibt sich aus der Kombination von T imer-IS als T aktgeber und dem CMOS- Sch altkreis 4017 (V 4017 D oder entsprech ende Fremdtypen) als Sch ieberegister (Bild 4), Die T aktzeit wird mit .R 1 und die Bild 4 Lauflich tseh altung statt LED möglch Bild 5 Sirene mit Wasserkontakt: a -Srromlaufplan, 6 -Leiterlatte - Ilauetementeseite, c -Leiterpiatte -Lötseite Dl   ..VT 10 Wcssorkontokt 9 - 6' 12 v 0 R 7 - Wasser P4 i560 0 _ -kontakt Dl ®VD1 63 b? lt —o- r T U C1 I 1 .b -J _ 1  1 P2 2 t 64 12 & 11 13   P7 100 c PC  LP 2 2 X  4/1W L J SCHALTUNGSSAMMLUNG- Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung \   Anwendungsbeispiele für   10-6 der Standardreihe V 4000 (Blatt 2 Leuchtzeit mit P2eingestellt Nacheinander leuchten die wahl- weise angeschalteten Glühlampen oder LED(in der Reihenfolge der An schlüsse 3, 2, 4, 7, 70, 1, 5 , 6, 9.1]). Sirene als Wassermelder Die hochohmigen Eingänge der CMOS-ISmachen diese für Sen- sorschattungen geeignet. Die 4 Gatter eines 4fach-NAND 4011 werden zu einem langsam laufenden Generator für Blinklicht und einem schnell laufenden Generator zur Tonerzeugung ge- schaltet. Steuert Generator 1 den Generator 2. so erklingt ein Si- renenton (Bild 5). Den langsam laufenden Generator 1 bilden GI -1- G2, der das Blinklicht mit VDI (LED) steuert. Eingeschal- tet wird der Blinkgenerator über den Gattereingang an An- schluß 1 über den Fühlcr. Je höher der Wert von Ri, um so empfindlicher ist die Schaltung. Soll die Schiltung nur als Si- rene arbeiten, werden beide Gattereingänge (Anschluß 1 und Anschluß 2)parallel auf R2geschaltet; Ri entfällt. Ebenso kann die Blinkanzeige mit R4/VDI entfallen Die Blinkzeit errechnet sich zu = 0,69' C1 Pl = 0,72s und die Taktzeit zu 2' tL = 1,44s. Über den freien Gattereingang Hund G3 wird der Tongenerator aus G3 ± G4 angesteuert, der mit der Taktzeit T= 0,69- P5 C5 = 1,4 ms bzw. mit der Frequenz f   -  700 !lz schwingt. Der Sirenenton (Intervall 1,4 s) wird über VTI und den Lautspre- cher laut hörbar als Signal »Wassereinbruch« abgestrahlt. 4. Elektronikschalter Das Schaltungsbeispiel des Elektronikschalters verdeutlicht, daß zu den eingangs genannten systemeigenen Vorteilen auch noch solche wie einfache Schaltungslösung und geringer Bauelemen- tebedarf hinzukommen, Der Standard-IS 4001 mit seinen 4 NAND-Gattern gestattet den Aufbau der kompletten Impuls- auswertung mit nur wenigen extemen Bauelementen (linker Teil von Bild 6). Dem ISist dann nur noch eine Transistorstufe mit Relais oder Schalttransistor nachzuschalten. Zunächst sei also nur der Schaltungsteil mit Dl betrachtet. Den Referenzgenerator (Errpfd ngerbolterie bilden Gatter 01 und 02. Mit Pl läßt sich die Referenzimpuls- länge und damit der Schaltpunkt einstellen. Der Kanalimpuls triggert den Referenzgenerator über Anschluß 6. Die Impulse werden dann digital mit den Gattern 03 und G4 ausgewertet, die einen bistabilen Multivibrator (BMV), auch als Flip-Flop (FF) bezeichnet, bilden. Der BMV hat 2stabile Schaltzustände. Un- abhängig vom Schaftzustand sind die beiden Ausgänge immer zueinander negiert. Dieser Schallzustand wechselt erst, wenn auch das Signal von einem Eingang zum anderen wechselt. Diese Eigenschaft wird beim Elektronikschntter ausgenutzt. Ist der Kanalimpuls kürzer als der Referenzimpuls (t, < tRer), tritt am Anschluß 12 ein Restimpuls auf, der den BMV setzt: II an Q Ü2 Anschluß 10 und Anschluß 13). Das bedeutet Lan Q in An- schluß 8 und Anschluß 77). Wird dort ein npn-Transistor ange- schlossen, ist dieser also nicht angesteuert. Erst der Fall »Kanal- impuls länger als Referenzimputs« (6 > tser) setzt den BMV zurück, also Han Q ( Anschluß 8 und Anschluß 1]). Alle in der Folge an den Eingang R (Anschluß 9) gelangenden Restim- pulse 1R ,st =  — 11 ändern den Schaltzustand des BMV nicht. Dieser Schaltzustand ändert sich erst, wenn der Restimpuls (R ,I — t, --t) am Eingang S(Anschluß 72) auftritt. Damit ist der Schaltpunkt des Elektronikschalters exakt definiert. Das hat aber auch einen Nachteil. Belegt man den 2. Ausgang des BMV (Anschluß 10 und Anschluß 13) ebenfalls mit einer Schaltstufe (Relais), so arbeiten beide Schaltstufen ohne Totbe- reich. Damit ist diese Schaltungsvariante nur bedingt als Zweika- nalschalter zu brauchen. Das negierende Verhalten der beiden BMV-Ausgänge ist jedoch ein Vorteil für den Einkanalschatter. Verbindet man P2auf einer Leiterplatte dieses Schalters nicht mit Anschluß 11, sondern mit Anschluß 13, so zieht ein ange- schlossenes Relais für 6 > tscr an Die Schaltung des einfachen Elektronikschalters ist im Modell vielfältig anwendbar. Sie eignet sich zum Schalten von Sonder- funktionen (Lichter, Sirene) bis zum Ein- und Ausschalten des Fahrmotors. Bei letztgenannter Anwendung ist es für den Motor und die Antriebskomponenten (Welle. Kopplungen, Getriebe, Propeller) zumindest bei höheren Motorleistungen stark lebens- dauerverkürzend, wenn der Motor direkt an die volle Betriebs- spannung geschaltet wird. Der bisher skizzierte Elektronikschal- ter läßt sich- durch eine Zusatzstufe zum Zweistufenschalrer für die Motoreinschaltung mit Sanftantaufstufe erweitern (Bild 6) [nach Flug- und Modelltechnik Heft 9/861. Die Schaltung von Referenzgenerator und BMV wird unverändert übernommen. Die Sanftanlaufstufe mit VTI bis VT3 ist gewissermaßen eine Fahrtreglerversion für eine Drehrichtung. Mit P4 (Schutzwider- stand vorschalten!) kann die Impulsdehnung an C4 und damit die Fahrstufe bzw. Drehzahl für den Sanftanlauf eingestellt wer- den. Das Relais, über VT4 und VT5 angesteuert, schaltet verzö- 4.8V Fahrbottprie ci 01 lom 47K 100< 11' 'leIer 2  220K 61 -   SC235 21  - 3 12 1 13 e4  v12 - Fahrbnfler,e 101u T I [c235 VT 3 6 2 5  1 C2 63 K E 4 nen 8 1 - r s  3 03 lOOK 6iSA V/ 6 in g 0 5  1K 75 C236 Cl — 1   5 CM SVDIO Bild 6  Motorschalter mit Sannanlaufstufe gert ein und überbrückt als Speedschalter VT3. Die Verzögerung kann durch die Dimensionierung von P3 und C3 dem Antrieb angepaßt werden. In der angegebenen Dimensionierung ergibt sich für die Sanflanlaufstufe eine Verzögerung von etwa 3 s. 5.  Fahrtregler Die Aufgabenstellung und die technischen Randbedingungen für Fahrtreglerschaltungen wurden bereits in den vorangegange- nen Blättern behandelt. Sie gelten auch für die im folgenden vo(- gestellten Schaltungen. Dabei ist es sicherlich interessant, daß einige neue Details mit bereits vorgestellten Schaltungen kombi- nierbar sind, so die Spannungsversorgung des Empfängers über Stabilisierungs-ISaus der Fahrbatterie oder die Vielfachtransi- stor-Enristufe. Die 1. Fahrtreglervarisnte mit CMOSist ein S0-Hz-Fahrtregler. Ein solcher Regler läßt sich mit verblüffend einfachen Schaltungsvarianten realisieren. Das ist am Beispiel nach Bild 7 erkennbar, ausgelegt für 1 Drehrichtung und Hoch- leistungsantriebe. Der Referenzgenerator besteht aus 01 und 02 des IS4001. Der Restimpuls entsteht am Ausgang von 04 und wird mit R3.C2 längengedehnt. Die Dehnung ist an P3 auf volle Drehzahl bei maximaler Kanalimpulslänge (vollerSteuer- knüppelausschlag) einstellbar. Gatter 03 formt aus dem Dreieck- impuls den längenvariablen Rechteckimpuls Mit C3 ist die Tot- zeit festgelegt (für größeren Totbereich C3 vergrößern). Die Leistungsverstärkung des Motorimpulses übernehmen die angeschlossenen Transistoren VT1 bis VT12. Dabei muß VT2 die Steuerleistung (Summe der Basisströme) für die parallelge- schalteten Transistoren V13 bis VT12aufbringen. Für 'M 10 A ergibt das einen Gesamtsteuerstrom der Endstufe mit Ist = 150 mA, der die Empfängerbatterie doch erheblich belasten würde. Auch aus diesem Grund ist NI vorgesehen, so daß der Steuerstrom aus der Fahrbatterie kommt. Bipolare Transistoren können wegen ihrer negativen Tempera- turkennlinie bei Belastung nicht direkt parallelgeschaltet wer- den. Trotz Ausmessen der Transistoren vom Hersteller und Ein- teilung in Stromverstärkungsgruppen bestehen Exemplarunter- schiede. Wegen des negativen Temperaturverhaltens würde sich der Transistor, der den größten Stromanteil zieht, stärker als die anderen erwärmen. Das führt zu noch höherem Kollektorstrom und schließlich zum »Wärmetod« des Transistors. Um das zu vermeiden, werden nur Markentypen der gleichen Stromverstär- kungsklasse benutzt und nur zu 40% belastet, also = 0,4 101 bzw. Ic 0,4 'cmxx- Die Entkopplung der Transistoren und damit annähernd gleiche Lastverteilung stellt man mit den separaten Basiswiderständen R9 bis R11 ein. Im Beispiel ist die Endstufe für 1M 10 Aausge- legt. Für 'M 20 Awürde sich die Zahl der Transistoren verdop- peln. Wird der Fahrtregler bei höherer als der angegebenen Spannung (J msx 14V betrieben, müssen auch die Transisto- ren eine entsprechend hohe U-Spannung aufweisen. Die obere Bild 7 50-Hz-Fahrtregter mit Vielrachtranslstor-Endsture Grenze ist die maximal zulässige Berührungsspannung von 42V, die man mit Rücksicht auf die eigene Sicherheit ohnehin nicht überschreiten sollte. Solch eine Endstufe mit 9oder 18 Transistoren ist ein wahres Transistorgrab und entsprechend teuer. Sie bietet aber den ent- scheidenden Vorteil, selbst bei 4,, = 20 Amit einem Eigenspan- nungsbedarf von 110E = 250 mV auszukommen, der in der Grö- ßenordnung des Spannungsabfalls über Schaltkontakten bei entsprechender Belastung liegt. Diese Endstufe ist also so gut wie ein »Speedachalter« bzw. erübrigt ihn. Da die Kollektoren auf gleichem Potential liegen, kann man die Transistoren auf einer langen M3-Schraube zu einem Paket auffädeln. Wählt man die Belastung der Einzeltransistoren größer, um ei- nige einzusparen, so sollte 'c 0,6 'cmxx als obere Grenze gel- ten. Dann müssen aber zwischen den Transistoren Kühlbleche (1 mm Al, 30 nijil x 40 mm) aufgefädelt sein. Diese Endstufe kann auch in anderen Fahrtreglerschaltungen für 1 Drehrichtung bzw. mit Umpolschalter statt des einzelnen »dicken« Endstufen- transistors eingesetzt werden. Das 2. interessante Detail ist der Eestspannungsregler NI (7805 ), der aus der Fahrmotorspannung eine hochkonstante 5-V-Span- nung zur Versorgung des Empfängers und bis zu 2 Servos er- zeugt. (Statt des Festspaxinungstyps läßt sich auch ein auf 5 V programmierter B 3170V einsetzen. ) Damit wird die Empfängerbatterie gespart, vor allem aber ihr Ge- wicht, und das ist bei Renn- und Flugmodellen ein besonders »gewichtiges« Argument. Es bedeutet aber auch, daß man die Fahrbatterie nicht vollständig, d. h. nicht unter 7V, entladen darf. Das Flugmodell bleibt dann noch steuerfähig und kann ge- landet werden. Die LC-Schaltung L1, C4 soll den Empfänger von den steilen Motorstromimpulsen entkoppeln. Das wird be- sonders bei Verwendung dieses Schaltungsdetails in 3-kHz- Fahrtreglern wichtig. Bei 50-Hz-Fahrtreglern kann L1, C4 u. U. 'entfallen (ausprobieren!). Soll auf Ni verzichtet und der Emp- fänger aus einer getrennten Empfängerbatterie versorgt werden, entfällt auch C6. Die Plusleitung bleibt an der Stelle unterbro- chen. Beim Betrieb mit U5 = 7 bis 10V ist für Ni keine beson- dere Kühlung erforderlich. Für höhere Fahrmctorspannungen muß Ni auf ein Kühlblech aus 1 mm Al mit 2 cm' Kühlfläche je 1,2V (NiCd-Zelle) montiert sein. Soll der 50-11z-Fahrtregler den Motor in beide Drehrichtungen stellen, so ist das Impulsteil zu erweitern. Der S0-Hz-Fahrtregler mit Umpolschalter ist in Steuerteil (Bild 8) und Leistungsteil mit Speedschalter (Bild 9) unterteilt. Es ist zweckmäßig, beide Teile auf getrennten Leiterplatten aufzubauen und in getrennten Ge- häusen unterzubringen, da dann keine thermische Rückwirkung vom Leistungs- auf das Steuerteil entstehen kann. Im Steuerteil bildet Transistor VT1 die Eingangsstufe zur Impulsinvertierung und Stufenentkopplung. Die Impulsaufbereitung bewirken dann die Standard-IS 4001 und 4011. Die Gatter 02und G3 bilden den Referenzgenerator, an dem mit P4 die Referenzimpulslänge und damit für n = 0 der Punkt der Drehrichtungsumkehr einge- stellt wird. Die Gatter 01, 05 und 06 erzeugen den Restimpuls At1. Am Ausgang von G5 (Anschluß 4) tritt für —M1 und am Ausgang von 06 (Anschluß 3)für — t der Restimpuls auf. Die zur Empfängerversorgung ' c  L NI /  _____IHAA 0t7,2v. . i4v 10 . 300p44 7   1 7805 Fohrbolterie P6---C4 C5 1  C6 101< 1Okt I''"1 1» Cl P7100 VD3 8 - -L1   5 H 63 SC 326 ° 8  1 VII 0 10 SC307 Rg R18 U 150 64 Rg :Oh1 vol i0K E - Pl J SAY3O 9;; 50345 im C2 RS im P8 (fit  1 M1OÄ) J [b01ne 047H Dl (OS. . . 64):  V  4001 SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise  1 0-7 der Standardreihe V 4000 (Blatt 3) *4,8V 0-'- •. R1F'l f11R2 ioK1j UK ci   65 P5 8,2k< P7 C4  0,1,- 3 P6  8. 21<  2,71< 21< c2 ' 4 G7 P11 2W 3 SC2361 1  in 1 0 EC1 0 ,47 p VDI 4 VT2 P12 1 0 :   & 5AY30 236 8,21< R3 151< 68  1 C fl L]J 1' 0 O1(GL. 64): V 40 11 0 $ 02 (65  66) V 4001 c Bild 8  50-Hz-Fahrtregter, Steuerteil 24V VT5 tV76   t   t (Fahrbatterie P3 390 SO /1< 2 Pl  11< 2XS0236 P4 390 R6 1 0 0 V14 RZ 7K436 '1< 1 VOl VT1 Y 360 (Fuhrhetterre) SC 235 T   T R7 12   99 RIO" R o 42~~  1 0 K2 VO4 50236  (6V)   v7 10 50236   Bild 950-Hz-Fahrtregler, Leistungsteit Gatter 07 und G8 sind als bistabiler Multivibrator (BMV) ge- folge der Ansteuerung des Umpolrelais über den BMV im schaltet, so daß das Signal für das Umschaltrelais nur bei 1, Dreh- Steuerteil zieht das Relais immer erst nach dem Nulldurchgang richtung entsteht. Diese Wirkungsweise wurde bereits beim Elek-  des Steuerimpulses bzw. bei n 0 an. Da das Unlpolrelais an der tronikschalter ausgenutzt. Den Restimpuls entkoppelt VT2; C4,  Empflingerbatterie liegt und diese nennenswert belastet, wird R8, R9dehnen ihn. Die Dehnung stellt man mit R8 so ein, daß man den Schaltungszustand »angezogen« auf die weniger ge- bei voller Impulslänge (t = 2,2ms bzw. i = 1,0 ms) bzw. vollem nutzte Fahrtrichtung »iückwärts« legen. Durch wahlweises An- Knüppelausschlag die Endstufe voll durchsteuert ( n = nma. schalten von Ausgang Dauf Anschluß // (08) oder Anschluß /0 bzw. TM= '5. 1 mcx). Gatter 04 arbeitet zusammen mit VT3 als Im-  (07) kann der Zustand s>elais 1 angezogen« entweder auf län- pulsformer und -verstärker. Das Leistungsteil wird über einen geren (+t) oder kürzeren (—At) Kanalimpuls gelegt werden. 4poligen Steckverbinder (Buchse, Stecker) angeschlossen.  Der Fahrtregler kann auch mit nur 1 Endstufe (VT5 und VT6 Das Leistungsteil (Bild 9) ist eine reine Transistorschaltung. VT1  entfallen) für Motorströme bis 'M 10 Aund ohne Speedschal- und VT2arbeiten als Treiberstufe, während die beiden Endstu- ter verwendet werden. Die Schaltung ist damit vor allem für An- fen mit VT3, VT4 und VT5, VT6 als Dar/ington-Schaltung paral- wendungen im Schiffsmodell recht anpassungsfähig.  - lelgeschaltet sind. Über R3 und R4 werden die Stufen entkop- pelt. Die Endstufentransistoren VT4 und VT6 müssen auf entsprechend dimensionierten (Rippen-)Kühlkörpern montiert 6.  Mehrkanalschalter sein. Die einfache Befestigung auf dem Eabrtreglergehäuse ge- nügt nicht mehr.  Die multiplexe Informationsübertragung ermöglicht es, über Das Kühlproblem entschärft ein Speedschalter, der wahlweise 1 Übertragungskana{ mehrere Informationen zu übertragen. Das montiert werden kann (Kontakt 2). Relais KI polt die Drehrich- geschieht, indem die Informationen nicht ständig übertragen tung um. Sein Kontaktsatz ist als Umpolschalter verdrahtet. In- werden, sondern tfall ihre Werte abgetastet und zeitlich nachein- P8   P9   P13   2200   231< (n) (c)- ander zum Empfänger gelangen. In der Modellfernsteuerung be- deutet das, daß z. B. 7 (maximal 9) Steuerungsinformationen zeitlich nacheinander (multiplex), aber so schnell abgetastet, übertragen und ausgewertet werden, daß für den Menschen keine merkbare Verzögerung bei der Steuerung des Modells eintritt. Bei der Modellfernsteuerung arbeitet man je nach Anlage mit 40 bis 50 Zyklen je Sekunde (40 Hz bis 50 Hz), also mit 20 bis 25 ms je Zyklus. Bei der Stellzeit der Servos von 0,3 bis 0,5 s für den vollen Stellweg ist ein der menschlichen Reaktionsgeschwin- digkeit angepaßtes vorbildgetreues bzw. exaktes Steuern auch schneller Modelle möglich. Für bestimmte Steuerungsfunktio- nen ist jedoch das reaktionsschnelle Steuern nicht unbedingt er- forderlich. Die dadurch gewonnene »Zeit« kann dann zur Über- tragung zusätzlicher Steuerungsinformationen genutzt werden. Konkret bedeutet das, in einer Steuerungsfunktion (der 1. Ebene) z. B. im iKanal können noch einmal multiplex wahlweise 4 bis 8 weitere Steuerungsfunktionen (der 2. Ebene) übertragen wer- den. Interessant ist das vor allem für die Fernsteuerung von Vielfach- funktionen auf Schiffsmodellen. Da das meist Schaltfunktionen sind, vereinfacht es die Problenitösung. Im Sender fragt ein Zäh- ler als Multiplexer nacheinander die Stellung der Schalter ab. Die Informationen werden im Empfänger von einem synchron arbeitenden Zähler als Demultiplexer den jeweiligen Aufschalt- einrichtungen zugeführt. In der vorgestellten Schaltung [aus Hobbybulletin Heft 9/10-83] bedeutet die Impulszeit 1,5 ms Schalter offen, 1, = 2. 0 ms = Schalter geschlossen, 1 = 1,0 ins = Synchronimpuls. Die Schaltung ist zur Anschaltung an Sender mit Servo-IJmkeh- 'rung (Servo-Reserve) ausgelegt, z. B. %I PX Comhi80 in der 4. Lie- ferung der Schaltun gssammlun g für den Amateur , Blatt 10-8. Der Sender-Multiplexer (Bild 10) arbeitet mit dem dekadischen Johnson-Zähler 4017 (Dl), der von dem entsprechenden Kanal- impuls getaktet wird. Der Zähler fragt über die Bilateralschalter (D2, 1)3) die Stellung der Schalter 51 bis S8 ab. Die Anschlüsse a, b, c werden statt der Potentiometeranschlüsse am Senderim- pulsteil angeschaltet Bei offenen Schaltern SI bis 58 wirkt die Reihenschaltung von . R2und R3, so daß die Impulszeit = 1,5 rns entsteht. Bei geschlossenen Schaltern Sl bis 58 wird R 1 parallel zu R2geschaltet. Der entstehende Impuls ist 1, 2,0 ms lang. Zur Synchronisation von Multiplexer im Sender und Demultiplexer im Empfänger wird als 9. Impuls über VT1 ein kürzerer Synchronimpuls (t,= 1,0 Ins) erzeugt, indem VTI RS parallel zu R3 schaltet. Da die Steuerungsinformation nur bei jedem 9. Impulstelegramm übertragen wird, erhält man mit etwa 0,2s Verzögerung eine merkliche, aber nicht nachteilige Steuerträgheit. Der Demultiplexer (Bild 11) nutzt ebenfalls den dekadischen John son - Zähler 40/7. Die beiden Refcrenzgeneratoren (MMV 1 mit (R , 1,8 ms und MMV 2mit tg= 1. 2ms) bewirken zusam- men mit dem 4fach-NOR 4001, daß die eingehenden Impulse 1,0 ms, t, = 1,5 ms und t, = 2,0 ms sortiert werden. Die MMV lassen sieh auch mit einem IS 4011 oder 4001 realisieren. MMV2synchronisiert zusammen mit G4 von D2den Demulti- plexer, indem er den Zähler D3 rücksetzt. Am Datenausgang »data« liegt nur eine Information, wenn mit MMV 1 ( = 1,8 ms) erkannt wird, daß der Eingangsimpuls t = 2ms beträgt, also län- ger als t 1,5 ms ist. Nur diese Information an den D-Eingän- gen der 2fach-D-Flip-Flop (D4 bis 1)7) führt zusammen mit der Information am Takteingang (gemäß dem Zählerstand) zum Durchschalten der angeschlossenen Transistoren (als Dar lin g- I on -Schaltung). Dabei bestimmt die Strombelastbarkeit des End- stufentransistors und seine Kühlung den Wert des zu schalten- den Stromes. Belegt man 2Steuerungsfunktionen mit diesen 8-Kanalschaltern, stehen 16 Schaltfunktionen zur Verfügung. Die damit gebotenen Möglichkeiten sinnvoll zu nutzen ist schon eine echte Aufgabe. Digitale Drehzahlmesser Der Drehzahlmeßwert als Lichtschwankung ist ein diskretes Si- gnal, das sich für digitale Messungen direkt nutzen läßt. Das ge- genüber dem analogen Drehzahlmesser grundsätzlich andere Meßprinzip sei am Übersichtsschaltplan erläutert (Bild 12). Die von der Luftschraube oder einer Hell-Dunkel-Markierung kom- menden Lichtschwankungen wandelt eine Fotodiode in elektri- sche Impulse, die - verstärkt - auf eine Torstufe gelangen. Die Öffnungszeit der rorstufe bestimmt der Torzeitgenerator. So lange. wie das Tor geöffnet ist (t), gelangen die Impulse an den Eingang der Zählschaltung. Der 1, Zähler zählt bis 9, der 10. Im- puls wird an die nächste Dekade weitergegeben. Da nur eine Bild 10 8-Kanal-Mulliplexer (Darsteuung wie in der genannten Quelle) SCHALTUNGSSAMMLUNG- Fünfte Lieferung 1989  Blatt \t   Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise  108 der Standardreihe V4000 (Blatt 4) 4,8V 61 ‚. -   datoBild Ii 8-Kanal-Demultiplexer (Darstellung wie in der genannten Quelle) P4 10K MMV 1 tems Pl 1009 OOKclT R 2  in csT - 1 34 L14   02  1 L  0333  2 V40'.70 la 0_iJ0 0 O5-----o5 ILt   07o6 —. 4 reset   9 15,  08  o7 L *J l.2 ms Di. CD 4518 02 (61. .G4), V40010 Cib MMV? P2 R 3 iOn l, Ici 2 2 n 1  C2 lüp Flugmodell  Folodiade  Wrstärker  Tor  Zähler  Anzeige Bild 12Digitale Drehzahlmessung; a - Prinzipscbaltung,   Totzeit - b - Stromlaufplan  g&ierator 2stellige Anzeige vorhanden ist, erreicht der Zähler nach 100 Im- pulsen (entspricht 10000 min 1) den Ausgangszutand. Das muß man beim Messen beachten, denn alle Impulse (Drehzahlen) über 10000 hinaus werden so angezeigt, als wären die vorher ge- zählten 10000 min 1 gar nicht vorhanden. 14900 min werden also als 4000 min' angezeigt. Da man aber aus der Erfahrung beurteilen kann, ob der Motor 14 000 min -' oder nur 4000 min dreht, kann die Zweideutigkeit hingenoni- men werden. Die 3. Anzeigestelle wäre höchstens zur Verbesse- rung der Ablesegenauigkeir wünschenswert. Die Anzeige ist wäh- rend der Meßzeit dunkelgetastet. Nach Beendigung der Meßzeit schließt der Torzeitgenerator das Tor und zeigt den gespeicher- ten Meßwert an der Anzeige an (Ablesezeit t7 ). Die Meßgenauig- keit wird von der Stabilität des Torgenerators und dessen Kali- brierung bestimmt. Die Ablesegenauigkeit durch die 2Ziffernan- zeigen reicht aus (Ungenauigkeit: 1%). Sie ist wesentlich besser als die vom Amateur realisierbaren Analoganzeigen. 1%. bedeu- tet für 10000 miv' eine Abweichung von ±100 min - In die- sem  Fall  erhält  man  für  die  Torzeit = Meßzeit 0,01 min = 0. 6 s und für 2Lichtimpulse je Umdrehung 0,30 s 300 ms. Je nach der geforderten Genauigkeit kann das erläuterte Prinzip mit entsprechendem Schaltungsaufwand realisiert werden. 8.  Schaltungen für elektronische Spezialeffekte im Empfänger 8. 1. Autopilot Die Autopilotschaltung hat im Modell eine etwas andere Auf- gabe als im Großflugzeug. Im Modell soll der Autopilot bei Sen- derausfall das Ruder in eine vorprogrammierte Stellung bringen, D1(Gi.. 04): V4011 CI (vom Empfäng&) 4,6V0 Bild 13 Autopilot il r Servo al zum Empfänger) +4.6V E SL (vom Sero) MP® Bild 14 Servo-SptLt; a -Stromlaufplan, b -Impulsdiagramm MPC MPQ E IIILft_ 1 R i   t47 9) 62 Gl 100 K 14 GI E1 & -1 G4 13 R 2   R 4 1 5AV30   2 5K 01.04 V4011D SIe uer - konul Oi(&i 64): VLOO)D 02(S1,S2) . V4056D av Seite Quer fL Seile JL SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung - 1989  Blatt Kapitel 10 - Modeilferusteuerung Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise   1 09 der Standardreihe V4000 (Blatt 5) um auf diese Weise auch ungesteuert eine möglichst »sanfte« Landung zu erreichen. Daß das nur bei Segelflugmodellen einige Aussicht auf Erfolg hat, sei nebenbei erwähnt. Beim Segelflug- modell besteht auch dann noch die Gefahr, daß es mit dem Au- topiloten in eine Thermikblase gerät und weit entfliegt. Trotz dieser Bedenken ist der AUtopilot eine interessante technische Anwendung für elektronische Schaltungstechnik. Die Autopilotschaltung (Entwickler VEB I n stitut für Spielzeug Sonneberg) verwendet den 15 4011 (Bild 13). Gatter 01 negiert den Kanalimpuls, so daß dieser nach nochmaliger Negation durch 04 wieder in richtiger Polarität am Ausgang auftritt. Der negierte Kanalimpuls entlädt über VDI den Kondensator C5 , so daß 02sperrt. Erst, wenn der Kanalimpuh an E infolge Störung im Sender oder im Empfänger ausfällt, lädt sich C5 über R6 auf, und 02wird aktiv. Zusammen mit 03 bildet G2einen stark asymmetrischen astabilen Multivibrator, der den Autopilotim- puls mit 1, = (1,6 ± 0,6) ms bei der Pause von t, = 20 ms erzeugt. Die Länge des Autopilotimpulses ist mit R2einstellbar und da- mit auch die bei Senderausfall programmierte Ruderstellung. Das Seitenruder wird man neutral einstellen, Höhenruder leicht gedrückt (sicheres Landen), Motor (falls vorhanden) auf Leer- lauf. Der vom AMV erzeugte Impuls ist negativ. Die Inverter- stufe 04 negiert ihn, so daß er als positiver Steuerimpuls am Ausgang auftritt. 8. 2. Servo-Split Bei der Fernsteuerung des Automodells besteht 0. a. die Auf- gabe, mit einem Steuerknüppel Gas und Bremse zu betätigen Wird der Steuerknüppel ab Neulrallage nach vom geschwenkt, soll das Servo den Gasschieber am Vergaser betätigen; ab Neu- trallage nach hinten-geschwenkt soll die Bremse anziehen. Diese Aufgabe läßt sich mit mechanischen Mitteln lösen. Die angebo- tene elektronische Lösung ist jedoch technisch besser, zumal sie auch einen einfacheren mechanischen Aufbau hat und sich leichter justieren läßt. Im Modell werden 2Servos eingebaut. Das eine Servo betätigt den Gasschieber, das andere Servo die Bremse. Die elektronische Schaltung teilt das Steuerkommando in 2Teilkommandos, es splittet das Steuerkommando ab Neu- tralstellung in ein Teilkommando Gas und ein Teilkommando Bremse. Der Zusatzbaustein »Servo-Split« läßt sich aus einem 4fach-NOR-Gatter aufbauen (Bild 14) - nach Flug- und Modell- technik Heft 5/86, Seite 23, Gatter GI invertiert den Kanalim- puls. Gatter 02und G3 bilden einen Referenzgeneralor, der den Referenzimpuls (ü mittlerer Kanalimpuls. li = 1,6 ms) erzeugt. Die Referenzimpulslänge läßt sich mit . R4 einstellen. An Ml' 4 al treten dann immer nur positive Impulse auf, die klei- ner als der Referenzimpuls sind, also t = 1,1 bis 1,6 ms. Die bei- den Dioden VD2und VD3 wirken als ODER-Gatter, so daß an MPSa2immer nur Impulse auftreten, die länger als der Refe- renzimpuls sind, also t, 1,6 bis 2,1 ms. 8. 3. Servo-Koppler Eine praktisch zum Servo-Split entgegengesetzte Äufgabenstel- lung ergibt sich, wenn z. B. 2sonst getrennt betätigte Funktionen am Modell zur Erleichterung mit einer Knüppelbewegung paral- lel gesteuert werden sollen. Diese Kopplung von Funktionen soll jedoch vom Sender aus abschaltbar sein. Eine Anwendung dafür wäre z. B. die Kopplung (Kombination) von Quer- und Seitenru- der am Flugmodell für den Thermikflug. Für bestimmte Figuren, so auch bei Start und Landung, sollen Quer- und Seitenrudetje- doch getrennt steuerbar sein. Die Kopplung hißt sich bei Sen- dern mit geschalteten Kanalpotentiometem meist mit der Funk- tion Kombi-Schalter einbauen oder nachrüsten. In älteten Anlagen kann eine solche Servokopplung durch den beschriebe- nen Zusatzbaustein am Empfängerausgang nachgerüstet werden. Der Servo-lCoppler besteht aus einem 4fach NOR 4001 und aus einem Bilateralschalter 4066 (Bild 15) - nach Flug- und Modell- technik Heft 7/1986, Seite 37. Gatter 01 und G2des 4001 sind wieder als Referenzgenerator geschaltet. Gatter 03 und 04 bilden ein Flip-Flop. Je nach Refe- renzimpulslänge schaltet das FFan Anschluß 11 oder an An- schluß 10 auf H. Diese Pegel schalten, über R2, C3 oder R3, C4 geglättet, immer nur einen der angeschlossenen Bilateralschalter, (51 oder S2). Im Normalfall ist SI geschlossen. In diesem Fall werden Quer- und Seitenruder am Sender mit 2Steuerknüppeln getrennt gesteuert, denn die Kanalimpulse gelangen direkt an die beiden Ausgänge. Verändert man den Steuerimpuls (dazu kann ein freier Kanal z. B. 5 oder 6 genutzt werden, so daß der FFkippt), schließt S2, und 51 öffnet. Folglich liegt am Querru- derausgang der gleiche Impuls wie am Seitenruderausgang. Beide Ruderfunktionen werden also vom Seitenruderknüppel am Sender gesteuert. Die Kopplung kann man mit dem Steuerkanal jederzeit vom Sender aus zu- und abschalten. Bild 15 Servo-Koppler MP® MP® MP® E NIP C DiIfl 1  - gt „I. ,,,f,'I,, h -  ramm c-uster M 84.  Servo-Reverse Servo-Reverse, auch als Servo-lnverter oder Stellrichtungsinver- ter bezeichnet, braucht man, wenn das Ruder wegen der Einbau- verhältnisse im Modell die der üblichen Drehrichtung entgegen- gesetzte Drehrichtung benötigt. Das Umpolen im Servo ist möglich, aber umständlich und nur dem Fachmann angeraten. Einfacher geht es mit Servo-Reverse im Sender. Bei älteren An- lagen ist jedoch Servo-Reverse im Sender nicht möglich. Dann bietet ein Servo-Reverse-Baustein, den man zwischen Servo und Empfängerausgang schaltet, Vorteile, Solch ein Baustein (Bild 16a) läßt sich auf einer kleinen schmalen Leiterplatte ge- wissermaßen rund um den ISaufbauen, der auch bei 10 g Masse in leichten Modellen zu »verkraften« ist. Herzstück ist wieder der 4001. Gi und G2bilden den Referenzgenerator, der mit 2- 1, = 3,2ms auf die doppelte mittlere Kanalimpulslänge einge- stellt ist. G3 negiert den Referenzimpuls, und G4 bildet immer die Differenz von Eingangs- und Referenzimpuls, so daß am Ausgang ein Impuls mit der zum Kanalimpuls entgegengesetz- ten Stellrichtung auftritt (s. auch Impulsdiagramm Bild 16b). 85550 L01 1' Bild 2»  1 Bild 1 Innenschaltung des 1. 5 B 555 D J VD3 LED 560 ri SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Aiiwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D  10-10 (Blatt 1) 1.  Daten und Eigenschaften Bestimmte Aufgabenstellungen sind recht vielfältig lösbar. Un- terschiedliche Schaltkreise ]assen sich für vergleichbar günstige Lösungen einsetzen. Schaltkreise mit komplexer Innenschaltung reizen auch dazu, ihre Verwendbarkeit für unterschiedliche An- wendungen zu prüfen. Ein solcher Typ ist der Zeitgeberschalt- kreis (Kurzbezeichnung: Timer) 3 5 5 5 D. Den Schaltkreis »5 5 5 « produzieren mehrere Hersteller. Die ('Ui die vorgesehenen An- wendungen interessierenden Hauptmerkmale sind: - Aufbau von Zeitsteuerungen nach dem Prinzip der Kondensa- torauf- bzw. -entladung, deren Zeitkonstante von der Betriebs- spannung weitgehend unabhängig ist. - Präziser 7. eitgeber (Timer) über einen weiten Zeitbereich bis 9Dekaden) in monostabiler Arbeitsweise. — Verwendung als Generator über einen weiten Frequenzbereich (bis 250 dlx). - Verwendung als Komparator. - Einfache Außenbeschaltung (. RC-Glied). - Weiter Betriebsspannungsbereich (4,5 bis 16V). - Relativ hoch belastbare Gegentaktendstufe (bis 200 mA). - Kompatibel mit anderen IS-Familien (TTL, CMOS). Diese Merkmale erzielt man mit der Innenschaltung nach Bild 1. Sie enthält: - 2Komparatoren mit Referenzspannungsteiler, - RS-Flip-Flop mit Rücksetzeingang. - Entladestufe, - Gegentaktendstufe. Die Anschlüsse sind wie folgt belegt: 1 Masse M 5 Kontrollspannung 2 Triggereingang  6 Schwellwerteingang 3 Ausgang  7 Entladeausgang 4 Rücksetzeingang  8 Betriebsspannung Ucc Wie diese Ein- und Ausgänge zu beschalten sind, um ganz be- stimmte Verhaltensweisen bzw. Wirkungen zu erzielen, wird im folgenden an mehreren Beispielen demonstriert, Dabei sind nachstehende Grenzwerte einzuhalten bzw. Einsatzhinweise zu beachten. Gr en zwer te Betriebsspannung U. 4.5 bis 16V Ausgangsstrom 'nein -200 bis +200 mA Gesamtverlustleistung P05 600  m Betriebsteniperaturbereich 9, — 25 bis 1 85'C Ein satzhin weise - Externe RC-Beschaltung im Bereich R 12bis  1M2 C  1 nFbis 100 pF; - Haltezeit bzw. 'laktperiode Tbis 1,5 lis, - Resetnnschlufl auf U« legen, außer wenn Reset eingeschaltet wird, - bei induktiver Last Schutzdioden schalten, - Betriebsspannung möglichst mit 10 . tFElektrolyt- und 10 nE Keramikkondensator abblocken. 2 .  Zeitschaltungen In den folgenden Beispielen arbeitet der »555« als monostabiler oder astabiler Multivihrator. Die Kippzeiten liegen im Bereich von Sekunden bis Millisekunden. 2. 1. Blinkschaltung Bild 2zeigt einen langsamen astabiten Multivibrator. R] und 32bestimmen (zunächst ohne Diode über 32betrachtet) die Schaltzeiten am Ausgang nach = 0,69Cl (31 + R2) 0,69Cl 32 T = - Zeit für 11-Signal am Ausgang, t - Zeit für L-Signal am Ausgang, T- Taktzeit. Das ergibt zunächst - 0,694,7 pF440 kC21. 4s tL = 0,694. 7 pF'220 ki) 0. 7 und damit für r 1 und t ungleiche Zeiten. r  nE P2   «t1J KJLJ P3 i.l Lt' J L c J bei geminderter Genauigkeit ist der Bereich für C um Fak-  Bild 2Blinkschaltung: a - Stromtaufptan. b - Leiterplatte - ßauelensen- tor 10 erweiterbar.  teseite, c - Leiterptatte - Lötseile, d - Musteraufbau uce Schweitwert  Reset -lj Kemparntar2 R1 UKontr L rrgger Komparotor 1 Entlade- - '- T :i -—' Hasse R i 2 2 01< r 4 V0  P Ausgang   SAY3O -d7 fl2 2 2o T L' VR3 4llV Nt   LED T R 5 L Ausgangs - 1 stufe ' Entladung Bild 3 Kurzzeittimer (E3ockrnanöver-Kontroiler); a — Stromlaufplan, h - Leiterplatte - Bauelementeseite, c - Leiterplatte — Lötseite, d- Mustoraufbau Bild 2d Durch VDI werden 1, und 1H jedoch annähernd gleich groß. Auf Grund der Gegentaktendstufe arbeitet die Schaltung als Wech- selblinker, d. h -VD2und VD3 leuchten abwechselnd. Statt VD2 bzw. VD3 können auch Reihenschaltungen bis zu 6 LEDtreten. Die Vnrwiderstände werden dann R3 = E4 = 390 (1 für = 12V. Solche Leuchtbänder eignen sich für bestimmte Lichteffekte. Zur Anschaltung von Glühlampen benutzt man entsprechende Transistorslufen 2. 2.  Kurzzeittimer Nach den Wettkampfregeln (NAV1GA) müssen vorhildgetreue Schiffsmodelle der Klasse F2 beim Anlegemanöver im Melivier- eck des Anlegedocks 3 s still liegen, ohne die Dockwände oder die Meßllte zu berühren. In der Wettkampfpraxis hat es sich ha- währt diese Stoppzeit für Schiedsrichter, Wettkänipfer und Zu- schauer mit einem 3- 5 -Ton akustisch »anzuzeigen«. Für diese R2 I OK - Dt 4,5 V Ni RI 85 5 5 Tu   f -   Pezo Aufgabe bietet sich der 5 5 5 an. Der Timer wird als Iriggerbarer monostabiler Multivihrator (MMV) geschaltet. Er erzeugt die (einstellbarei 3-s-Zeit: ein Piezosignalgeber strahlt den Ton ab. Die Schaltung nach Bild 3 nutzt die Zeilkonstante des Entlade- vorgangs des RC-Glieds RI. Cl aus. Durch Drücken des Tasters Ta wird ('3 aufgeladen. Damit wird über die Komparatorein- gänge (Anschlüsse 2 und 6) der Ausgang des Timers (An- schluß 3)auf I-1-Pegel gesetzt, und der l'ieznsunimer ertönt. Cl entlädt sich über den internen Entladetransistor (Anschluß 7) schlagartig, die Wiederaufladung verläuft nach t o = 1,1-R - C mit tii   Zeit für 11-Signal am Ausgang g 'i- R2 } zeitbestimmendes CI zu tHr ,ax 1,l57kfl10Op. lF'6. 3sund 1,,,=11 1s. Der zeitbeslimmende Widerstand R ist in R 1 und R2 geteilt, wobei R2als Schutzwiderstand bei Schleiferstellung R 3 auf Ucc wirkt. Getriggert wird die Schaltung durch eine negative Schalt- flanke am Triggereingang (Anschluß 2). In diesem Fall genügt es, den Triggereingang über Tu und R3 kurzzeitig auf Masse zu legen. Dadurch kippt der Ausgang (Anschluß 3) auf 11-Signal, und der Kondensator Cl wird über R1 + R2aufgeladen. Solbald die Kondensatorspannung gleich der internen Referenzspannung des Komparators 2an. Anschluß 5 ist, setzt das Flip-Flop zurück, der Ausgang geht auf L-Signal. Der intime Entladetransistor an Anschluß 7 entlädt den Kondensator Cl.so daß der Timer neu gestartet werden kann. Die Schaltung ist auf einer Lochrasterplatte aufgebaut, deren Größe sich nach dem Einbauraum des vorgegebenen Gehäuses (Handsteuerteil eines kabelgesteuerten Automodells) richtet. Schalter und Taster des Gehäuses wurden genutzt. Als Tonerzeu- ger eignet sich ein piezo- phon . Für größeren Schalldruck wird es einfach mit größerer Spannung als U1 4,5 V betrieben. Die Erprobung zeigte, daß die erzielte Lautstärke und der typische 2,7-kiIz-Ton im Wettkampf ausreichen. 2. 3. Servoprüfer Die Bezeichnung Servoprüfer zielt auf das Hauptanwendungsge- biet dieses Geräts, die Prüfun von Servos im Modell oder außer- halb davon ohne Femsteueranlage. Richtiger müßte das Gerät als »Kanalimpulsgenerator« bezeichnet werden. Damit ist auch schon gesagt, daß mit einer elektronischen Schaltung der Kanal- impuls K   ± Az, wie er in Bild 5 der Blätter zum Einsatz des B5 4D dargestellt ist, erzeugt werden soll. Das Impulsdia- gramm gibt gewissermaßen schon den Anhaltspunkt für die Lö- sung der Aufgabe. Ein Impulsgenerator (AM') erzeugt die Zeit- basis von T= 20 ms und triggert einen 2. Impulsgenerator (MMV), der den längenvariablen Kanalimpuls tK = t ± At er-, zeugt (Bild 4). L SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung • 1989  Blatt t \ Kapitel 10 € Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele f•r den Timerschaltkreis B 555D 1041 (Blatt 2)  . i€t € , 270K 8 4 NI - R2 7 • 5 3 • 56K I 1 3 555 0 • 2 _L c, T 1 00nHFLJ I R6 1-111-1• T r - -1 7 7 .   I   .V. 0 041/4.0.0 ise\ ,.. c,7 L [ih N i i l‚ I G() 1 N2 1 f cr .k, ' € 18 L JL . J Bild 4 Servopr‚fer: a - Stromlaufplan, b -- Leiterplatte - Bauelemente- seite, c - Leiterplatte - Lƒtseite, d - Musteraufbau, e -Geh„use des Servopr•fers Lli ‚ I ‚ +ƒ8V 1 Empf„nger- t barerie … 1. R1 R3 I RtH Lt-5 - . . 270K r---1-8 4 1 50K 8 4 --• 7 RS .7 i 4 -4 ,8V 1 NI 1 C2 1 1 1 1 0K N2 R7 1 K • R2 3. .2 3 . . nf Berv o 51 . 5 . 85550 inB 5550 • 2 R6 P . •6 la K dgl 1 . 5 linVO I . Cl C3 .1 00n1 1 00n1 1 8,2k S1 v01 N3 . SAY 3 0 n pil 75 E in„ ...tamat sch 220 B 555 D R9 2,2K K VT 1 .4 1 , SC 307 . C4 T 4 3† Bild 5 Servopr•fer f•r automatische Impulsvariation • 4 ,8V E mptcinge- Se nd) baderie R3 1 00K C2 In If €R 4 3 1 K ie- • Ir 0. _ L --- i 0•4 .8V I ; 4 Fes . 7 I 1110 K I 2 - N2 3 555 D RS Ill 1 , 0 L .1 . 5 1 5 C3 1 00nT 1 3 • RT 1 K MB • . 1 1 --re Der 1. Timer ist als asymmetrischer AMV geschaltet und erzeugt die Wiederholzeit T 22ms. Über das RC- Glied R3, C2 triggert er den 2. Timer ja MMV-Schaltung. Mit R6 ist die Impulsvaria- tion At, einstellbar. R5 beeinflußt den Einstellbereich, den man damit so legen kann, daß R6 von -'-At, bis —At, den vollen Be- reich überstreicht. Der Kan-atimpuls wird über R7 als Schutzwi- derstand bei eventuellem Kurzschluß am Ausgang ausgekoppelt. Bei der Fehlersuche mit dem Servoprüfer kann ein solcher Kurz- schluß durchaus als Fehler vorliegen. Die Schaltung baut man in ein kleines handliches Gehäuse ein. Sie wird aus der Empfängerbatterie versorgt, die man, wie auch die zu prüfende Aufschalteinrichtung (Servo, Fahrtregler u. über Steckverbinder anschließt. Der Servoprüfer ermöglicht da- durch Einstell- und Prüfarbeiten am Modell oder beim Aufbau von Schaltungen getrennt von der Fernsteueranlage. Bei der sy- stematischen Fehlersuche leistet der Servoprüfer ebenfalls gute Dienste, Die Zeitmarkierungen auf dem Gehäuse findet man mit einem industriell hergestellten . Servo, dessen Impulszeit und Stellweg (Stellwinkel) bekannt sind, oder mit einem Impulsoszil- loskop. Der Servoprüfer erzeugt den Kanalimpuls mit der eingestellten Impulslänge. Für bestimmte Einstellarbeiten ist jedoch die Än- derung des Kanalimpulses zwischen Minimal- und Maximalwert wünschenswert. Durch einen einfachen Zusatz kann die ur- sprüngliche Schaltung erweitert werden (Bild 5). Es handelt sich um die astabile Blinkschaltung von Bild 2. Der AMV mit N3 er- zeugt eine Kippschwingung von etwa 3 s Periodendauer. Diese erscheint an Anschluß 2 und Anschluß 6 als Dreieckapannung. Diese Dreieckspannung wird über VII entkoppelt und moduliert über Anschluß 5 von N2den Kanalimpuls zwischen  und 4,,,,, mit der Zeitkonstante t j» 4 = 3 s. Das heißt, innerhalb von 3 s durchläuft ein angeschlossenes Servo den vollen Stellweg hin und zurück. Diese Zeitautomatik läßt sich mit dem Schalter 5 abschalten. 2. 4. Zeitrelais Verwendet man den Timer 5 5 5 im monostabilen Betrieb, kön- nen damit fast beliebig lange Halte- oder Verzögerungszeiten Fair Schaltrelais eingestellt werden. Mehrere solche Zeitrelaisbau- steine, über freie Relaiskontakte in Reihe geschaltet, ermögli- chen, regelrechte Folge- und Ablaufsteuerungen aufzubauen. Solch eine automatische Ablaufsteuerung kann z. B. auf einem Schiffsmodell erst das Licht, danach den Diesel und dann den Scheinwerfer o. a. einschalten. Schalten alle Stufen mit Verzöge- rung, beginnt die Verzögerung erst mit dem Einschalten der Vor- stufe. Den Scheinwerfer im genannten Beispiel schaltet man sinnvollerweise auf »Halten«, so daß er nach der eingestellten Haltezeit nicht verlischt. Damit wird bereits deutlich, daß für ein solches Programm der Ablaufsteuerung viele Möglichkeiten ge- geben sind. Herz des Zeitrelais (Bild 6) ist ein 5 5 5 in monostabi- 1er Grundschaltung, wie sie bereits beim Kurzzeittimer (Bild 31 angewendet wurde. Mit Einschalten der Betriebsspannung ent- steht an R1, Cl der Triggerinipuls, der über Anschluß 2 den Ti- mer startet. Die Haltezeit des Timers ist mit R2einstellbar und liegt im Bereich 1H 3 bis 5 5 s, berechnet mit R = R21- R3 laut Bild 6 nach t. in = tHn,ax = l,l'R tiin 'C=1,1'I,056'106 '47 10 6 s -55s Befindet sich der Schalter Sin Stellung a, zieht das Relais sofort an und fällt nach der Zeit r14 wieder ab. Es arbeitet abfallverzö- gert. Schaltet man 5 in Stellung b. arbeitet das Zeitrelais anzugs- verzögert, d. h. , es zieht erst nach der mit dUeingestellten Zeit tH an. Sind längere Zeiten als tH= 55s erwünscht, kann C2auf 100 pFvergrößert werden, wodurch sich die Haltezeiten eben- falls verdoppeln. Kontrollschaltungen Bei den Kontrollschaltungen wird der Timer als bistabiler Multi- vibrator (BMV) betrieben, ist also keine Timerschaltung im eigentlichen Sinne. Bei den BMV-Schattungsvarianten nutzt man die hohe Empfindlichkeit und Genauigkeit der beiden im Eingang liegenden Komparatoren KI und K2(s. Bild 1). Das do- kumentiert letztlich auch, daß moderne 15 recht vielseitig ver- wendbar sind. 3. 1. Wassermelder Um bestimmte Zustände vom Modell über akustisches Signal zurückzumelden, ist außer dem Schallwandler (Tonerzeuger) noch ein entsprechender Sensor (z. B. 'Wassersensor) erforder- lich. Beim 5 5 5 kann einer der Komparatoren als »Wassersensor« benutzt werden (Bild 7). im vorgegebenen Fall ist die ISals I3MV geschaltet. Wird der Komparatoreingang K2(Anschluß 2)über den Fühler auf Minus (Masse) gelegt, kippt der interne Flip-Flop, und der Ausgang (Anschluß 3) führt H-Signal. Der angeschlossene Piezosummer »gibt Laut«, Durch Überbrücken der beiden Kontakte Ta mit dem Finger (oder einer Taste an deren Stelle) wird die 15 rückge- setzt. Vorher muß jedoch der Fühler »wasserfrei« sein, sonst schaltet der Ausgang sofort wieder auf 11 und den Sommer ein. Je größer man R1 und R2auslegt, um so empfindlicher wird die Schaltung. Allerdings kann der Wert von Rl, R2nicht beliebig vergrößert werden. Hinzu kommt, daß bereits bei Werten von 1 bis 2Mt) die Schaltung gut isoliert aufgebaut werden muß, um die exakte Funktion zu gewährleisten. Schaltet man statt des piezo- phon einen Leistungstransistor mit Wasserpumpe an, ist das eine automatische Lenzpumpe. 3. 2. Kapazitätsprüfer Mit zunehmendem Alter sinkt die den Akkumulatoren effektiv entnehmbare Kapazität. Da das Kapazitätsverhalten jedoch wichtige Rückschlüsse auf die Betriebszeit und auch auf die Be- triebssicherheit zuläßt, ist deren Kenntnis wichtig. Aus diesem Grund empfiehlt es sich, die effektive Kapazität aller verwende- ten Akkumulatoren etwa alle 2Jahre zu überprüfen. Exemplare, deren Effektivkapazität nur noch 80% oder weniger von der Nennkapazität beträgt, sind durchaus noch nicht »Schrott«. Sie sollten jedoch nicht mehr für »lebenswichtige« Funktionen wie Sender-, Empfänger- oder Fahrbatterie verwendet werden. _______-- t•   '-'-O 46V  - 04.12 V R I T af JM 5SK 7N 1  SI   T o  M  N l sc 2 36 47» (.3   II Ii1 -   . HH. t1L: Bild 6  Bild?  Visser- Zeitrelais  Wassermelder  konlakl SCHALTUNGSSAMMLUNG. Fünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D   10 - 12 (Blatt 3) + 4,8... 32V  Bild 8 Etfektivkapazitiitsprüfer 0Prüf 6 8  Be, Uprüf >12V zwischen A und B N I auftrennen und iL :J 85550   sargung für N T 'getrennte Slromver- mulQtorJ t   1 6vv Akku- ei   t   2 1  I°° Jff 30 uz  (sieh e Text)   Bild 9Blinkende Spannungskontroile Ein Effektivkapazitätsprüfer läßt sich mit dem B 5 5 5 1)recht ele- gant aufbauen (Bil4 8), Sind Batterien mit Klemmenspannungen im Bereich L% = 4,8 bis 16V zu prüfen, wird die Schaltung aus der geprüften Batterie versorgt. Für Klemmenspannungen UB . > 16V muß der ESüber einen Stabilisator-ISoder eine ge- trennte Spannungsquelle gespeist werden. Das Relais (6 oder 12V) richtet sichI nach der Klemmenspannung der geprüften Batterie. Die Bezugsspannung erzeugt die Z-Diode VDI am Kontrolieingang (Anschluß 5 ). Durch den internen Spannungs- teiler ist der Abschaltpunkt über die Bedingung Pl 47K .7 P2 1,J r-46 2 2 K VDljY 1 LEß1,  1 C  470 N T   18K P4 95550  P5 4   1K +4,8..J2 V 0,5 'U 5 ;  t_J   r, _LC1  .  _l_c2  R 6 Um — Z-Spannung an Anschluß 5 in V, U 5 — Fntladeschluß-  4,7. .  "fian  2 ,7K Spannung der Batterie in V   .  1  _i. vorgegeben. Da der Kornparator in der 15 auf Differenzen im Millivoltbereich reagiert, sollte R 1 ein Dickschichtsteller sein und der Einstellbcreich u, Ei. durch die Reihenschaltung mit einen] Widerstand gespreizt werden. Gestartet wird der Effektivkapazitätsprüfer durch Drücken der Taste. Die breite Schalthysterese der Komparatoren verhindert die selbsttätige Wiedereinschaltung nach dem Erreichen der Ent- ladeschlußspannung. Der an RI einzustellende Wert der Entla- deschlußspannung richtet sich nach der Zellenzahl und dem Typ des Akkumutalors. Die Belastung bildet die Lampe Lal (u, U. Kombination mehrerer Lampen 12V725 bis 50W) als quasi . Konstantstromlast mit den typischen Werten für den Entlade- strom 1, =0,1 K'A 15 —Entladestrom in A. K—Nennkapnzität in Ah, 110 — løstündi- ger Nennentladestrom,  - Zur Zeitmessung kann man die Batterie einer elektrischen Uhr oder Quarzuhr über einen Kontaktsatz des Relais an- und ab- schaltbar anschließen. Als Entladeschlußspannung U 5 hei Bela- stung mit ' gelten die Werte Bleinkkuzelle   U ]}.h = 1,75V, Nickel-Cadmium-Akkuz,elle UE]N,ed = 1,0V, 3.3. Spannungskontrolle Die Spannungskontrolle wird immer dort wichtig, wo die Be- triebssicherheit der Anlage oder des Modells davon abhängt, Am Sender ist daher eine ständige Spannungskuntrollc über ein mdi- katormeßwerk möglich. Dabei kommt es nicht auf den exakten Meßwert an, es genügt die Aussage, daß die Batterie noch genü- gend geladen ist (verfügbare Kapazität) Wenn diese verfügbare Kapazität unter den Wert von 101/ü der Nennkapazität (O,t 'KNCOe ) sinkt, sollte aus Sicherheitsgründen der Betrieb ab- gebrochen und die Batterie nachgeladen werden. Es genügt also, H   rh, ---4--------4---  ‚l,-1VD2 Z ¶ O 3.0 U iot (siehe Test) N I Up•üzß B555 D  470 6  3 (‚!‚VVD' l 10K   1 LED if Bild 10 Spannungskonlrulle mit EIalteet'tekt (1) diesen Grenzwert zu signalisieren bzw. zu kontrollieren. Da eine Spannungskontrolle der Empfängerbatterie herstellerseitig nicht vorgesehen ist, lohnt sich der Selbstbau auf jeden Fall. Mit dem 5 5 5 sind nun unterschiedliche Varianten der Spannungskon- trolle möglich, von denen jede ihre spezifischen Vor- und Nach- teile hat, Allen gemeinsam ist, daß sich bei Erreichen des kriri- sehen Wertes von 0,1' KN SflJ ü U0510 der Schaltzustand ändert, Den Viert für (J 510 ermittelt man für die jeweilige Batterie un- ter Beachtung der Belastung mit der Kapazitätsmessung. In der 1. Variante ist der 555 als AMV geschaltet (Bild 9). Der Rücksetzeingang (Anschluß 4) setzt die ISbei Verbindung mit Massepotential unabhängig von den Signalen an denjKompara- toreingängen. Das nutzt man bei der Schaltung zur Spannungs- kontrolle aus, indem die Schwelle für das Rücksetzen über die sinkende Betriebsspannung tf- an RS einstellbar ist Bis zum Rücksetzen blinkt die LEDVD1, Der Riicksetzpunkt sollte aus den bereits dargelegten Gründen auf K= 10% eingestellt sein. Für Spannungen Ucc < 12V ist lediglich R3 zu verkleinern. n -0 +5V VT 2 SO336 LP 1 . 1 6~2 /iW J 4   -.--------‚---------------‚-..-..‚  o +4,$ V Uprüf J 5 RI   N I 1OKLIT hR2LIR   85550  1  VD2   2   LED cl -i II ZD 2.? UZDO,5Up,Ue Bild 11 Spannungskontmol]e mit Halteeffekt (2). Für U flL].>12V zwi- schen A und B auftrennen und getrennte Stromversorgung Bei der 2. Variante der Spannungskontrolle wird eine andere in- teressante Eigenschaft des 5 5 5 ausgenutzt. Ihr Schaltverhalten als Kornparator mit Hysterese läßt sich für eine Spannungskon- trolle mit Halteeffekt, gewissermaßen mit Gedächtnis, verwen- den. Die Schaltung, im Modell eingebaut, zeigt dann nach der Landung oder dem Anlegen des Modells an, ob während des Be- triebs die Batteriespannung unter den eingestellten kritischen Wert  gesunken ist. Die Schaltschwelle des Komparators (Bild 10) ist mit R1, R2auf U/2 festgelegt. Durch Betätigen des Tasters Swird die 15 rückgesetzt, die LED\'Dl ist dunkel, Die Bedingung dafür gilt so lange, wie L'6 > ist. Die Spannung am Triggereingang (Anschluß 2)hält die Z-Diode VD2fest. Sinkt bei der angegebenen Dimensionierung die Spei- sespannung Cia infolge starker Belastung oder entladener Batte- rie unter 4,5V (UI D = 3V = 2/3 U0), so schaltet der Ausgang auf II, und die LEDleuchtet. Wegen der Schalthysterese leuch- tet die LEDauch dann, wenn (J 0 wieder steigt. Damit ist der Gedächtniseffekt verwirklicht. Die LEDverlischt erst wieder durch Drücken des Tasters S. Für NiCd-Sinterzellen sollte der kritische Wert U = 4. 5V oder gar Uc  4,8V sein. Bei NiCd- Massezellen tritt wegen des hohen Innenwiderstands ein stärke- rer Spannungsrückgang unter Belastung auf, so daß als kritischer Wert  = 4,1 '1 (L)', = 2,7V) gelten kann. P B ! L1J VT2 OLJI   0a_j3 LVT1 J 8 - 3 NI P 2 2 =6Ct 220» Ph 30 7 N2 P l R5 2, 2K  B555D Vr1   L c2 23bi 101» 1 - Meist ist es schwierig, eine Z-Diode mit dem ermittelten Wen für die Z-Spannung zu finden. Mit ausreichender Genauigkeit kann man als Schwellwert jedoch auch die Werte für die Fluß- spannungen von Si-Universaldioden (»DUS«) oder LEDausnut- zeit Bei den DL'Sliegt der Wert für die Flul3spannung bei Ci» 1V (ausmessen!), bei den LEDje nach Typ und Durchlaß- strom bei Ci» = 1,8 bis 3,0V. Durch Kombination von unter- schiedlichen DUSund LEDkann man praktisch jeden Wert für U einstellen, allerdings mit höherem TKals bei einer Z-Diode. Die letzte Variante zur Spannungskontrolle (Bild 11) nutzt die modifizierte Schaltung des Effektivkapazitätsprüfers nach Bild 8. Der Timer schaltet am Ausgang (Anschluß 3) auf II, wenn die Spannung am Triggereingang (Anschluß 2)unter die Hälfte der Spannung am Kontrolleingang (Anschluß 5 )sinkt. Hält man die Spannung am Kontrolleingang mit einer Z-Diode fest, wird da- mit die Schaltschwelle Cia 0. 5 U..« bzw.  2 U.In der angegebenen Schaltung leuchtet VD2(LED) auf, wenn die Klemmenspannung unter den mit R 1 bzw. VDI eingestellten Wert sinkt. Schaltet man VD2gegen  so leuchtet sie so lange, bis LJ3 unter den Grenzwert sinkt. Im Schiffsmodell ist es u. U. wirksamer, die LED gegen ein piezo- phon zu tauschen. In der angegebenen Variante ist die Schaltung vor allem für den Einsatz im Flugmodell gedacht. Da die Schaltung ebenfalls mit »Gedächtnis« (Halteeffekt) arbeitet, kann nach der Landung kontrolliert werden, ob bei der Servobetätigung im Flug die Spannung unter den kritischen Wert gesunken ist. Damit die Schaltung vor allem bei Verwendung von NiCd-Massezellen nicht bereits auf jede Belastungsspitze anspricht, sollte der Trig- gereingang (Anschluß 2) mit etwa 1 pE gegen Masse beschaltet worden. Das »Gedächtnis« der Schaltung ist durch Betätigen der Taste 5 zu löschen. Damit wird der BMV wieder rückgesetzt, vor- ausgesetzt,  liegt wieder über dem Grenzwert. Sinnvoller- weise baut man diese Kontrollschaltung zusammen mit dem Bat- terieschalter und der Ladebuchse als Einheit in ein etwas größeres Schaltergehäuse, Bild 12Nebelhorn: a -. Stromlaufplan, h -Leiterplatte -Bauelemente- seite, e -Leiterplatte -Lötseite, d -Musteraufbau +6V P5 1   b 8 4 J.   1 N2 YT3 _ k 11R 645  3 50335 Lliooi  95550 LP cs  C6  R e T 2 ,7K 8'/1W r- SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D  10-13 (Blatt 4) 4.  NF-Generatorschaltungen Betreibt man den Timer 555 als gesteuerten astabilen Multivi- brator, so sind recht unterschiedliche Klangeffekte zu erzeugen, z. B. Nebelhorn, Sirene, Ein- oder Mehrzvlinderdiesel, Hupe ui Der Modellbauer kann also das Auto- oder Schiffsmodell sogar akustisch wunschgemäß ausstatten. 4. 1. Nebelhorn Das Nebelhorn ist eine schiffsmodelltypische Funktion. Selbst im vollelektronischen Zeitalter ertönt trotz Radar auf dem gro- ßen Vorbild bei schlechter Sicht das Nebelhorn. Einem 7 s lan- gen tiefen Ton folgen 2min Pause. Am Modell wird man die Pause etwas kürzen, ohne damit an Vorbildtreue einzubüßen, Mit dem 555 löst man die Aufgabe durch 2in Reihe geschaltete AMV. Ein stark asymmetrischer AMV' (8,5s:41 s) steuert als Taktgenerator den 2. nachgeschalteten AMV, der als Tongenera- tor (320 Hz) arbeitet (Bild 12). Die Kopplung der beiden AMV übernimmt VT1, der in den Pausen £2 kurzschließt und damit AMV2ausschaltet. Der 2. AMV erzeugt auf Grund der Diode VDI fast symmetrische Impulse. Mit einem 1,5 -A-Transi- stor (pnp) am Ausgang von 152erzielt man ausreichende Laut- stärke. Bei Bedarf können auch 2bis 3 Kleinlautsprecher (80/1 W) in Reihe geschaltet werden Impuls am Ausgang des Taktgenerators (Anschluß 3) schließt über VT2den Kondensator C5 des Tongenerators kurz und be- wirkt den abrupten Abbruch des Sirenentons. Die Asynlmetrie von 43 > IL des Taktgenerators bewirkt eine flache Anstiegsflanke an £3 im Verhältnis zur steileren Abfallflanke. Damit erreicht man den deutlich anschwellenden Sirenenton und den kurzen Abfall. Gestaltet man VT2abschaltbar. genügt 1 Schaltungsauf- bau für beide Sirenenfunktionen. 9 0 fla,sV '9R3   P5   l t E  c NZ NZ vri   Ic\ a'3 VT 2 4. 2. Sirene Auf Kampfschiffen gibt es eine Sirene mit typischem Klangbild (anschwellender Ton, abrupter Abriß des Tons, kurze Pause . . )' dem Signal »Klar zum Gefecht«. ‚Ähnlich wie beim Nebelhorn läßt sich auch diese Aufgabe modellgerecht mit 2AMV lösen. Als Randbedingung gelte, daß die Sirenenschaltung außerdem auf den »normalen« Sirenenton umschaltbar sein soll (Bild 13). Den Taktgenerator bildet Ni, die Taktzeit ist mit R3 einstellbar. Die an Anschluß 2 bzw. Anschluß 6 anliegende Dreieckspan- nung (Auf- und Entladung von £3)steuert über VTI den Tonge- nerator N2über seinen Steuereingang (Anschluß 5). Damit der Tongenerator eine annähernd symmetrische Spannung ('u tL) abgibt, ist R6 R5 . Mit R6 kann außerdem die Tonhöhe in Grenzen variiert werden. Als NF-Verstärker genügt der Lei- stungstransistor VT3. Diese Funktion entspricht dem »norma- len« Sirenenbetrieb. R3 wird dabei auf Maximum eingestellt. Für die Sirene »Klar zum Gefecht« ist VT2geschaltet. Der H- Bild 13 Sirene: a - Stromlaufplan, b - Leiterpiatte -- Bauelementeseite, c - Leiterplatte - Lötseite, d - Musteraufbau   Pl   =   n  VT 1 lR2   &7K  pjo 100K Iit äl < 1 221<  85550 1 1  5  1 VT1 sc 308  ci TM T inn [ ‚i 470K  470K R2  11  P2   8  I I <  4   81 7 NI  R1O  ‚...) VIl  Nt   P4 tüC 2,2 3 6 91550 3 — c-j  S11336   3--L]---  50336 _I I t H i 0,4   o   Ilw 1 r 71 «   Ut&iR2   Fah rspannung to je [ ,2 N2 P11 ue J LR7   J 1 470 K 81 IK NI  RII R9  5 :104» hl * .h1 4.3.  Motorgeräusch   Bild 14 Motorgerau th generator, 5 — tänzylinderdi e] b Meh rzt Im- derdietl c —1 terplatte -Bauelententeseite d — Leiterplatte Für Sch iffs-und Automodellbauc-r ist die Imitation des Motorge- Lötseite, e — Musteraufbau räusch es eine interessante Aufgabe. Mit dem 555 läßt sie sich oh ne weiteres lösen, gleich , ob es der Einzylinder-T uekerdiesel oder der Meh rzylinder-Großdiesel sein soll. Es ist sogar möglich ,  Für den Meh rzylinderdiesel sind einfach 3 elektronisch e »Einzy- die »Dreh zah l« dieses elektronisch en Diesels gemäß der Modell- linder«-Generatoren paralietgeseh attet (Bild 14b). Es h andelt gesch windigkeit zu steuern,  sieh um die gleich e Grundsch altung. 2 »Zylinder« laufen mit Zunäch st sei die Variante Einzylinderdiesel für konstante Dreh -  konstanter Dreh zah l, 1 Zylinder läuft mit gesch windigkeitsab' zah l betrach tet (Bild 14a). Die frequenzbestimrnenden Wider- h ängiger Dreh zah l. Den »Zylinder 3« (N 3) stellt man separat für stände R 1. R 2 . R 3 bewirken ein stark asymmetrisch es T astver- Leerlauf und Vollgas wie beim Einzylinderdieset ein. Danach h ältnis und damit den typisch en T uckerton. ‚Als N F-Verstärker  werden ebenfalls N i und N 2 separat auf die gewünsch te Dreh - genügt wieder ein Leistungstransistor vom SD-T yp.  zah l einreguliert. Beim Zusch alten von N I, N 2 zu N 3 (Wider- Mit i: 1 ist gewissermaßen die »Dreh zah l« einstellbar. Soll die  stände am Ansch luß 3 anlöten) stellt man den entsteh enden T on Dreh zah l mit der Modellgesch windigkeit von der Leerlaufdreh -  so ein, daß durch geringe Frequenzabweich ung eine Sch webung zah l bis zur Höch stdreh zah l steigen, ersetzt man R 2 durch die   entsteh t. Falls die Gruuddreh zah t geändert werden soll (z. B. Parlielseh altung eines Fotowiderstands (z. B. RPP 130) mit  langsamlaufender Großdiesel), so sind die Werte von Cl, C2 , C3 einem 470-kD-Einstellwiderstand. Der Fotowiderstand wird zu-  auf den doppelten oder 3fach en Wert zu erh öh en. sainolen mit einer Zwergglüh lampe 12 \'/3 W oder 6V!2 ,4W Ge   In der Lautstärke genügt die Version mit dem LeistungstT ansi- nach t-ah rmolorspannung) in ein innen gesch wärztes Papp-oder   stur sich erlich den Anforderungen im Modell. Für »HiFi«-klang- l'laströh reh en eingebaut. Steigt die Motordreh ,.ah l infolge std-  verwöh nte Oh ren dürfte jedoch ein voltintegrierter N F-Lei- gender Motorspannung, so leuch tet die dem Motor parallelge-stungsverstärker mit 5-W-Ausgangsleistung die bessere Lösung sch altete Glüh lampe zunäch st sch wach und mit zuneh mender sein Dreh zah l immer stärker. Als Folge verringert sieh der Wert des Fotowiderstands vom Dunkelwert R »<«»« '« 1 MD auf den Hell-5.  Fah rtreglersch altungeii weit R5. h ei «2 00 1). Dementsprech end ändert sieh auch die »Dreh zah l« des Dieselgenerators. Man stellt die »Leertaufdreh - ‚Auf die Vorzüge, die h öh erfrequente Pulssteller als Fah rtregler zah l« des Dieselgenerators mit R2 und dunkler Lampe bieten, wurde bereits im Zusammenh ang mit Bild 9 beim 0) ein. Bei voller Motorspannung (Um„ = 12 V) wird mit II 654 D eingegangen. Beim Fah rtregler (Bild 10) wird der 555 R 1 die »Höch stdreh zah l« einregutiert.   zur Frequenzumsetzung 50 Hz 3kHz benutzt. Dieses Prinzip SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 5 5 5 D  10-14 (Blatt 5 ) wird bei den folgenden Schaltungen ebenfalls angewendet, wobei l'loehleistungsantriebe doch erheblichen Leistungsverlust. Um die Fahrtregler für ganz konkrete Aufgabenstellungen entwickelt  diesen Leistungsverlust bei höchster Leistung zu vermeiden, ist sind. Die einfachste Variante ist der von einem Servo mecha- parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke von VT2 der Sprungschal- nisch gestellte Fahrtregler für eins Drehrichtung mit Speedschal- ter St als Speedschatter geschaltet, Er wird, wie auch das Poten- ter, Der Speedschalter überbrückt in der Stellung Maximaldreh- tiometer R1, vom Servo betätigt und überbrückt bei der Stellung zahl Volle Fahrt den Endstufentransistor. Im Fahrtregler »Volle Drehzahl« an Ri.gleichbedeutend mit durchgesteuertem (Bild 15) arbeitet der 5 5 5 als freischwingender AMV. Mit dem  Schalttransistor VT2, die Kollektor-Emitter-Strecke. Damit ist Potentiometer Ri wird die Pulslänge gestellt. Durch die Ver-  »ausgeschaltet«, und die volle Spannung der Fahrbatterie knüpfung der beiden Eingänge der IS(Anschluß 2 und An- liegt an den Motorklemmen. Stellt das Servo an R die Dr ehzahl schtuß 6) ändert sich auch die Pulsfrequenz f über den gesam- wieder zurück, öffnet auch 51 wieder. DaSI nur bei voller Ge- ten Stellbereich etwas. Die Dimensionierung von R2, R3, Cl  schwindigkeit schaltet, wird er als Speedsclzaller (von engl. ergibt eine mittlere Pulsfrequenz von f , = 4kHz.  speed =Geschwindigkeit) bezeichnet. Das Prinzip des Speed- Da am Schalttransistor je nach Typ bei vollem Kollektorstrom schalters wird dann auch bei anderen Fahrtreglervarianten in ab- bis zu U- ,» 1 V Restspannungsabfall auftreten, bedeutet das für geänderter Form angewendet.   Ri 4.7K  vol   +12 V SPeedschalter   R2  SY 360   0.0 100 K . i1ii3352;35J'   L In Bild 15 3-kllz-Fahrtregter für Servostellen; a - Stromlaufplan, b— Leiter'   platte - Bauelementeseite, c - Leiterplatte  Lötseite, d - Mu- steraufbau VT   Motor  Molor 0 C 1' — ] Pl E  P2 y / VT 2  —cT J-----.   8 -0-----  0   C J +12V R31l P4 iaos41j J Pl 100K 47K P5 10K 4  8 4  8 7 P5 N I 1K ;So P2 6 3 & 3 85550 85550 02 2 2 1  5 CZ 1 5 C3 Ch iOn 'J' iOn lE 6,8n iOn - Bild 16 3-kHz-Fahrtregler mit 2x 5 5 5 für Servostellen J H r UI UI Z UI ID 0. lv ID >t SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung - 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Tin'ierschaltkreis B 555 D  10-15 (Blatt 6) Beim Motorstrom I. Jc = 10Amuß die Kühlfläche so bemes- sen sein, daß die im Endstufentransistor entstehende Verlust- wärme sicher abgeführt wird. Das Gehäuseoberteil des Fahrtreg- lers ist aus 1-mm-A1-Blech gebogen und bildet mit seiner Oberfläche von etwa 88cm2die Kühlfläche des direkt aufge- schraubten Schalttransistors VT2. Zur besseren Wärmeabstrah- lung ist das Kühlblech geschwärzt (schwarz eloxiert). Da der Kol- lektor von VT2am Gehäuse liegt und damit auch am Gehäuse des Fahrtreglers, führt dieses Batteriespannung. Daher sollten alle Leitungen und Steckverbindungen gut isoliert sein. Der vom Servo gestellte Fahrtregler hat den Nachteil, daß das dazu erforderliche Servo einen erheblichen Kostenfaktor dar- stellt. Elektrisch gesehen hat die Variante auch einen Vorteil denn durch die galvanische Trennung von Motor- und Empfän- gerstromkreis können Störungen aus dem Motorstromkreis nicht mehr direkt in den Empfängerstromkreis gelangen. Die räumli- che Trennung beider Stromkreise im Modell senkt außerdem den Störpegel für den Empfänger. Ein wesentlich besseres Stellverhalten des Motors erzielt man mit einem getakteten monostabilen Multivibrator (MMV), da er Impulse konstanter Frequenz liefert, deren Länge von 0 (ü Still- stand) bis  (0 Maximaldrehzahl) exakt stellbar ist. In der Schaltung von Bild 16 arbeitet Timer Ni als Taktgenerator (AMV) mit konstanter Frequenz f = 1/0,67 Cl (El + R2) = 3kHz. Damit erhält man eine maximale Pulslänge t 0,33 ms. Danach wird die RC-Schaltung des vom Taktgenerator an An- schluß 2 getriggerten MMV (N2) ausgelegt (tp 1,1 R - (.R4 ist das vom Servo gestellte Potentiometer. R3 und ESsind Ein- stelipotentiometer auf der Leiterplatte. Mit R3 stellt man die maximale Pulslänge und mit ESdie minimale Pulslänge ein (dies für »gefühlvolles« Anfahren). Die folgende 3-kl-Iz-Fahrtreglerschaltung wurde speziell für Rennbootmodelle entworfen (nach Retzbach, Dr ehzahlr egler für elektr ische Modellan tr iebe, Neckarverlag Villingen, 1982). Sie ist auch für Anwendungen mit nur einer Drehrichtung geeignet und mit schon bekannten Schaltungsdetails modifiziertrar. Die Im- pulsauswertung des 3-kHz-Speedfahrtreglers übernimmt eine Transistorschaltung (Bild 17), Den Referenzgenerator bildet VT1, bei dem die Referenzimpulslänge mit El und damit die Drehzahl n = 0 einstellbar ist. Der Restimpuls entsteht durch die Summenbildung von Kanal- und Referenzimpuls über VDI an der Basis von VT2. Der Restimpuls lädt C2auf. E7 und C3 bil- den eine Siebschaltung, so daß an ESeine Gleichspannung von 3,6 V (Vollgas) bis 4,6V (Stop) anliegt. Diese von Ati abhängige Gleichspannung steuert den als AMV geschalteten Timer N1, so daß an Anschluß 3 längenvariable Impulse t, mit der Frequenz = 2bis 3 kHz auftreten. Der Ausgangsstrom von N1 reicht aus, um den Treibertransi- stor VT3 voll durchzusteuern. Für Motorströme bis 'M=' 15 Age- nügt als VT4 der 2 N 305 5 oder ein anderer 10-A-'I'yp, da VT4 nur im Teillastbereich betrieben wird. Demzufolge ist auch ein Fingerkühikörper für VT4 ausreichend. In der Stufe „Vollgas" überbrückt der Speedschalter (Bild 17 b) den Endstufentransi- stor VT4 Die Schaltung des Speedsdhalters ist bereits bei dem Elektronikschalter von Bild II zum B 65 4 D vorgestellt und die Wirkung der externen Beschaltung erläutert worden. Mit R12 stellt man den Schaltpunkt des Speedschalters auf den Punkt ein, bei dem an Anschluß 3 von NI nur noch H-Pegel auftritt, also I  Tp ist. Der Relaisstrom des Speedschalters und der Steuerstrom für VT3 und VT4 von zusammen etwa 300 mAbelasten die Empfänger- batterie doch erheblich. Für längere Fahrzeiten (>10 mm) ist da- her zur Empfängerstromversorgung die Variante Versorgung mit dem Festspannungsregler 7805 vorzuziehen. Wählt man für die- sen 3-kHz-Fahrtregler ebenfalls eine Vielfachtransistnrendstufe, kann der Speedschalter entfallen. Man erkennt daran, daß die unterschiedlichen Schaltungsdetails je nach konkreter Anforde- rung im Modell und auch entsprechend den Möglichkeiten der Bauelementebeschaffung miteinander kombiniert werden kön- nen. Ladegeräteschaltungen Die Schaltungen von Ladegeräten müssen auf die Ladecharakte- ristik abgestimmt sein, sollen sie optimale Ergebnisse (Volla- dung, Lebensdauer) sichern. Das gilt für Ladegeräte zum Laden von Blei-Akkumulatoren (Konstantspannungsladen) ebenso wie für das Laden von NiCd-Akkumulatoren (Konstantstromladen). Besondere Anforderungen werden dann noch an automatisch ab- schaltende Ladegeräte gestellt. Dort, wo es um zeitlich begrenzte oder getaktete Ladevorgänge geht, sind mit dem Timer 5 5 5 ele- gante Schaltungslösungen möglich. Außer dem »Normalladen« mit der Laderate Jj = 0,1-1(5' A= 110; also in 12bis 14 h, unter- scheidet man noch das »beschleunigte Laden« mit der Laderate k= (O,3. . . 0,5)-K5 'A= (3...5 )- 110, also in 3 bis 5h, und das »Schnelladen«  mit  der  Laderate   'L= ( 1. . .5 )'1(5 'A - (10 . . . 50) J10,also in 12bis 60 min. Das-Normalladen über 12 bis 14h 'ist gewissermaßen das »Uber-Nacht-laden« zwischen 2Fernsteuertagen. Es zwingt zur Betriebspause, hat man keinen Batteriesatz zum Wechseln. Das beschleunigte Laden bietet, so gesehen, auch keine wesentlichen Vorteile- Die erlangt man erst mit dem Schnelladen der Sinterzellen. Ladezeiten von 20 bis 30 min ermöglichen es, die Batterien von Sender, Empfänger und Antrieb auf dem Flugfeld oder am Modellteich sozusagen in einer Pause nachzuladen. Voraussetzung dafür ist, daß auch eine Ladespannungsquelle zur Verfügung steht. Als solche ist der 12-V-Kfz-Akkumulator ver- wendbar. Beide beschriebenen Schnelladegeräte gehen daher von einer Klemmenspannung UL = 12V aus. Sind höhere Span- nungen erforderlich, müssen Spannungswandler (DC-DC-Wand- 1er) zwischengeschaltet werden. Da zum Laden eine Mindest- spannungsdifferenz zwischen Ladegerät UL und Batterie Ua erforderlich ist, begrenzt diese Tatsache bei (J   12V die Zel- lenzahl auf maximal 7. Neuere Fernsteuersender sind daher mit 6- oder 7zelligen NiCd-Batterien mit Sinterzellen ausgestattet. Antriebsbatterien mit höherer Zellenzahl als 7 kann man in möglichst gleiche Batteriepacks mit 4, 5 oder 6 Zellen teilen. Schnelladegeräte erhalten daher 2oder 3 Ladezweige zum gleichzeitigen Laden mehrerer Batteriepacks. Und noch eine weitere Vmsrüberlegung ist wichtig. Lädt man eine Batterie 7,2V/1,2Ah mit 4, = 3' K5 - A= 3,6 A, so erhält man für das Einladen der vollen Kapazität mit dem Ladefaktor 1,3 (für Normalladen ist der Ladefaktor 1,4) die Ladezeit tL= KuLI ‚3; 1, - Ladezeit in h, K= Kapazität in Ah, 'L - Ladestrom in A. Für eine 1,2-Alt-Batterie ergibt das: 1,2Ah '1,3 3,6A---=0,43 h 26 min. Werden Empfänger-, Sender- und 2Antriebsbatterien geladen, beansprucht das die Kfz-Batterie mit K4-3,6 A-0,43 h = 6,2Ah. Rechnet man die Verluste hinzu, so wird deutlich, daß nur eine voll geladene und intakte Kfz-Batterie mehrere Schnel- ladungen »mitmacht«. Die vorgestellten Schnelladegeräte sind für die im Modellbau ge- bräuchlichen Sinterzellen mit den Kapazitätswerten 1(5 = (0,1. . . 2) Ah geeignet. Es handelt sich um praktisch er- probte und bewährte Lösungen. Auf eines ist jedoch noch hinzu- weisen. Schnellgeladen sollten nur die vom jeweiligen Hersteller dafür zugelassenen Zellentypen werden. Es gibt auch Rundzel- len mit Masseelektroden und Rundzellen mit einer Masse- und einer Sinterelektrode. Letztgenannte sind ebenfalls für Hoch- strombelastung geeignet, aber n icht schnelladerähig Für das Schnelladen der NiCd-Sinterzellen haben sich in der Modellelektronik folgende 2Ladeverfahren bewährt: - Zeit- und strombegrenztes Schnelladen mit Vorentladung des NiCd-Akkumulators. - Strombegrenztes Schnelladen in Abhängigkeit von der Klem- menspannung des NiCd-Akkumulators. lOOrnA 20°c 400m 0°c -600mA o°c ? Bild 18 Schnelladegerit mit Zeitschalter Bild 19 Kennlinie einer NiCd- Sinterzelle für Schoeltaden u in V 1,60 1,50 1,40 1,30 1,20 1,10 Beide Ladeverfahren arbeiten mit möglichst konstantem, auf je- den Fall aber begrenztem Anfangs- und dann fallendem Lade- strom 6.1.  Schnelladegerät mit Zeitschalter Dieses Ladegerät ist zum strom- und zeitbegrenzten Schnelladen von NiCd-Sinterzellenakkus mit maximal 7 Zellen ((J0 = 8,4V) geeignet. Der 5 5 5 ersetzt zusammen mit einem Hochstromrelais die sonst in solchen Geräten übliche Schaltuhr (Bild 18). Dieser 15 ist als MMV geschaltet. Die Taste 51 legt Anschluß 2 auf Masse, und der MMV wird gestartet. Seine Haltezeit tHberech- net sich nach t, = 1,1 Cl' (Ri-f R2). Sie ist mit Ri (bei Cl 220 MF) im Bereich to (5 ... 30) min einstellbar. Mit Cl = 1000 pFsind dann auch Schaltzeiten im Bereich 5 bis 20 h mit ausreichender Genauigkeit zu realisieren. Um den Ladevor- gang jederzeit unterbrechen zu können, ist Taste S2vorgesehen, die den Timer riicksetzt. Das Relais sollte für den Ladestrom (mindestens 5 A) ausgelegt sein. Über einen freien Kontaktsatz kann die Ladekontrolle mit den LEDVD2und VD3 angeschlos- sen werden. Den Ladestrom '1. (bis 10 A) stellt man mit dem als Vorwiderstand wirkenden Transistor VT2ein. VT2muß auf einem entsprechend dimensionierten Rippenkilhlkörper an der Ober- oder Rückseite des Ladegeräts montiert sein. Vorsicht - Kollektor von VT2und Kühlkörper liegen auf + 1-2V! Zur Lade- stromkontrolle sollte man das Amperemeter einbauen. Lädt man immer nur die gleichen Batterien, können die Stromwerte, ein- mal gemessen, auch am Stellknopf von R5 markiert werden. V12, könnte u. U. durch die Parallelschaltung mehrerer hochbelastba- rer Glühlampen (Biluxlampen) ersetzt werden. Dadurch entfiele jedoch der Vorteil der stufenlosen Einstellbarkeit des Stromes. Durch das strom- und zeitbegrenzte Schnelladen werden die Sin- terzellen nur zu 80%geladen. Die fehlenden 20%Kapazität kön- nen durch Normalladen mit 'L0,1 K5 A= ' 10 nachgeladen werden. Für das Normalladen ist keine Zeitbegrenzung erforder- lich. Das Normalladen geschieht bei der Schaltung nach Bild 18 über den Ruhekontakt des Relais und La 1 (6 V/0,3 A). 6.2 . Anwendungstechnische Hinweise Das zeit- und strombegrenzte Schnelladeverfahren setzt auf KS= 0 entladene Zeilen voraus. Total entladen kann man im Gerät, im Modell (Antrieb) oder mit den in Abschnitt 3. b& schriebenen Kapazitätsprüfern. Je nach Entladestrom ist das Entladen bei Erreichen der Entladeschlullspannungen abzu- brechen. Für eine 6zellige NiCd-Batterie mit 7,2V/1,2Ah er- hielte man für den Entladestrom 4 = 1 - K5 A= 1,2Adie Entladeschlußspannung zu Urs = 6 1,0V = 6V. Wird die Bat- terie im Antrieb mit 'a = 10 KSA= 12Abelastet, beträgt die Entladeschlußspannung nur noch U5 = 60,85V = 5 ,1 V. - In die Zellen ist nur eine Kapazitätsrate einzuladen (Ladefak- tor 1,0). Daraus berechnet sich die jeweils einzustellende Schnelladezeit nach tsL= K5 'A!I L; tsL- Zeit für das Schnelladen in h, K5 - Kapazität des NiCd- Akkumulators in Ah, 'L- Ladestrom in A. Beispiel Für die 6zellige Sender-Batterie 7,2V/1,2Ah erhielte man 1,2Ah bei 4= 2,4A tsL=  =0,5h = 30 min, 2,4A 1,2Ah bei 4= 3,6A t5   3,6 A  0,3h =20min. Für die 4zellige Empfängerbatterie 4,8 V/0,5 Ah erhielte man bei 4= l,QA  15L  =0,5h = 30 min, Ah bei TL= ISA  tsL= ? 5  =0,3h= 20 min. - Da der Ladefaktor für das Schnelladen zum Erreichen der vol- len Kapazität (K= 100%) 1,3 beträgt, müssen und können die nach dem sqhnellen Einladen einer Kapazitätsrate noch feh- lenden 20% Kapazität mit 4=110 im Normalladen nachgela- den werden. Für den praktischen Betrieb genügt das Aufladen der Zellen mit der Kapazitätsrate 1 bis auf K= 80%. —Q 412V Kfz -Akkumulator VD S2 R1 R3   SAY30 1< 1 47M 47k   7  VT2  6V10,U rI R2  7 0   P4 1K   La ci   SF127   2N3055 22Oj (I000pi   Ftod   Ncd - Akkumulator 4. . . ? Zellen VD2 V03 25 LED P5 550 400  800  1200  1500  2000  2400 Kapazität in mAl, SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989  Blatt \jy   Kapitel 10 -Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D  1 0-1 6 (Blatt 7) -o tl2 V   Bild 20 Automatisch abschaltendes III Kfz -Akl u mvi alor   Sch nelladegerät V40660 R3 lK   VT 1 6 160   l3   f [R 1 85550  _____ P5 1K   Si s 3 'VDl   Ij   [ Start ci  LED9e  5   52 P4 560  P6 1 T ion 1K 1 Pl 2, 2 4 'P11 K L4~11 LLN N 3 J U1K TL 81 6 4 1   .A741 R9 j 1 F   11  1K v02 ‚L, LE0 gn (7 i P12 1K rJ VT 2 BC 150 3X10s 470 4 -13t:,:I LE 0 ri i  2 N 3055 L.. N Cd -AKku - Sch ott- R io mulotor, 4.7 unkt J 560 Zeilen -- Ladestrom ~Kh -Akku -Da beim Schnelladen in den Sinterzellen eine erhebliche Wär- memenge entsteht, erhöht sich die Zelleninnentemperatur. Daher müssen vor dem Schnelladen die Batterien bzw. Zellen gr un dsätzlich auf Umgebungstemperatur abgekühlt (im Schat- ten auf dem Boden lagern) werden, ehe man sie zum Schnella- den anschließt. -Nach 3 bis 5 Schnelladezyklen sollte ein Ausgleichsladen mit dem Normalladestrom 4. = 0,1 'K5 'A I über 24 h vorgese- hen werden, um die durch das Schnelladen immer entstehen- den Kapazitätsunterschiede zwischen den Zellen der Batterie wieder auszugleichen. 6. 3. Schnelladegerät mit automatischer Abschaltung Die anwendungstechnischen Hinweise machen deutlich, daß zu- mindest eine automatische Abschaltung bei Ladeende wün- schenswert ist und mehr Sicherheit sowie längere Lebensdauer für die teuren Sinterzellen bedeutet. Betrachtet man die Lade- kennlinien für Sinterzellen (Bild 19), so erkennt man, daß der Spannungsanstieg der Klemmenspannung bei Volladung als Ab- schaltkriterium nicht geeignet ist, da die Spannungswerte vom fließenden Ladestrom und noch mehr von der Temperatur ab- hängen. Bei Erreichen der Volladung (1,4 K5) erkennt man je- doch ein deutliches Maximum der Zellenspannung. Dieses Ma- ximum ist bei höheren Ladeströmen noch ausgeprägter. Es verschiebt sich bei niedrigeren Temperaturen (< 20°C) zu gerin- geren Kapazitätsraten und höheren Klemmenspannungen. Bei höheren Temperaturen (>20°C) liegt die Klemmenspannung tiefer und hat ein flacheres Maximum. Dieses Maximum eignet sich als Abschaltkriterium. Wenn man die Ladespannung elek- tronisch überwacht, bedeutet »Spannung steigt« Laden und »Spannung fällt« = Laden beenden. Das elektronische Überwachen der Kennlinie übernimmt ein Operationsverstärker (Bild 20) -nach Flug- und Modelltech- nik 2/86, Seite 43. Von der Klemmenspannung des geladenen Akkumulators wird C3 (hochwertiger Folienkondensntor!) über die Schalter in Dl und R7 aufgeladen. N2ist ein BIFET-Opera- tionsverstärker, der C3 nahezu nicht belastet, so daß C3 seine Ladung »hält«. Diese Spannung entkoppelt (puffert) N2und führt sie auf den (+)-Eingang des 2. OPV (N3), der als Kompara- tor arbeitet An seinem invertierenden Eingang (-) liegt die ak- tuelle Ladespannung an. Solange diese Spannung größer als die in C3 gespeicherte ist (steigende Kennlinie!), bleibt der Ausgang von N3 auf L-Pegel, und durch VT3 kann der Ladestrom fließen. Timer IS1 ist auf astabilen Betrieb geschaltet. Er schaltet etwa alle 20s über 51 (Dl) die aktuelle Ladespannung an C3.C3 hält diesen Spannungswert bis zur nächsten Anschaltung, während die OPV N2und N3 den gespeicherten Wert mit dem aktuellen Wert vergleichen. Überschreitet die Ladekennlinie das Maxi- mum, ist der in C3 gespeicherte Spannungswert größer als der an (—)-Eingang von N3 liegende. Folglich schaltet N3 am Ausgang auf 11-Pegel, und der Ladestrom wird über VT2, VT3 abgeschal- tet. Gleichzeitig öffnet 52(Dl), so daß der Ladevorgang nicht von selbst wieder gestartet werden kann. Zum Starten des Lade- vorgangs ist die Taste S3 zu drücken. Mit R8 stellt man den Schaltpunkt und mit R 12den Ladestrom ein. Dieses von NI ge- taktete »Prüfen und Halten« (sample and hold) ist in der Funk- tion sicherer als analoge Differenzierschaltungen, die wegen der hohen Schleifenverstärkung leicht schwingen. Für den Aufbau dieses Geräts gelten die zum anderen Schnelladegerät gegebenen Hinweise (Kühlung von VT3) sowie die anwenduagstechnischen Hinweise zum Schnelladen, 7.  Spannungswandler Zum Laden von Batterien mit LT8 >8,5 V benötigt man Lade- Spannungen von CL> 12V. Das gilt für Normal- und auch für Schnelladen. Ladespannungen bis 24V kann man durch eisen- lose Spannungswandler (DC-DC-Wandler) aus der 12-V-Kfz-Bat- terie gewinnen. Dabei nutzt man das Prinzip der Spannungsver- dopplung durch Einweggleichriehtung aus. Die Arbeitsweise des DC-DC-Wandlers sei am Beispiel der einen Ladestrom bis L - 10 mA. Für größere Ladeströme sind Schaltung von Bild 21 erläutert. Der 555 ist als elektronischer die Kondensatoreft 03 und 04 zu vergrößern (bis 47 hP). Dabei Zerhacker (AM". ') geschaltet. Durch die Klemmdiode VDI wird bildet der maximale Ladestrom von l = 200 mAfür NI die Be- (t t o,und man erhält nach  -  lastungsgrenze. 1   Damit wird auch deutlich, daß für Schnelladegeräte mit l, = 5 A an der 555 entsprechend belastbare Schalter anzuschließen sind, 1,38 0 R   Bei der Schaltung von Bild 22entkoppeln die beiden OPV (2x 1/2 TL 082 in der Literaturquelle) den Timer und erzeugen f - Frequenz des AMV, 0 -. zeitbestimmender Kondensator,   die Steuerleistung sowie eine kleine Tastlücke für die Schalttran- R - zeitbestimmender Widerstand   sistoren VTI und VT2(15-A-Typen). Diese Tastlücke ist erfor- die Schaltfrequenz zu   derlich, da die Transistoren zu träge schalten und da durch Überlappen ein zu großer Ruhestrom entstünde. Die Endstufen- f= 11(1,3810 iiF'22kQ) 3,3 kHz.   transistoren und die Gleichrichterdioden VDI und VD2müssen gut gekühlt sein. Die Beschaltung des Timers zielt wieder auf Die beiden Endstufentransistoren (Anschluß 3) von NI wirken möglichst symmetrischen Ausgangsimpuls (/ = t) bei wie ein Umschalter, der 03 abwechselnd auf (-1- ) = ± 12V und f 5kHz. N3 stabilisiert die Versorgungsspannung für den Ti- (- ) Masse schaltet. Liegt Anschluß 3 auf (- ) L, lädt sich 03  mer. Wegen der Spannungsabfälle an Vii und Vi2sowie VDI über VD2auf. Schaltet Anschluß 3 auf + 12V = II, so addiert und VD2ist die Spannung bei Belastung kleiner als 24V, Die sich die Spannung von 03 zur Klemmenspannung von + 12V, so Schaltung arbeitet für Eingangsspannungen im Bereich U 10 daß C4 über VD3 auf + 24V aufgeladen wird (ideal bei Vernach- bis 15 V sicher und ist mit 4. = 2Adauerbelastbar (lt. = 5 A lässigen der Dioden-Flußspannungen). Für die Spannung an 04   kurzzeitig). Zum Schnelladen von Sinterzellen-Akkumulatoren sind VD2und VD3 in Sperrichtung geschaltet, so daß sich C4 muß dann ein Ladewiderstand (Ladekabel, Glühlampen und nur über den angeschlossenen Verbraucher entladen kann. In Transistor) oder ein komplettes Schnelladegerät wie nach Bild 18 der angegebenen Dimensionierung liefen der Spannungswandler oder Bild 20 zwischengeschaltet werden. V02 v03 . -l2Vo  D  Dl  o.24V110mA Kfz - Akku   SAV 301sAY ioj Ri  C3 vot   Ni 8 54( 30  22  2 B5550 -  Ici TTO2 ; Bild 21 Spannungswandler 12/24V, 10 ‚nA4DC-1)C-Wandler) Y 1! 78L08 j   ce  c9 jq R2-tii00n' H.#K   h J  fl,LjflVTi r ,VOl i-B08   iTIP145  'OYX72/i50 8  4  2_.-  ‚  ci  L__.j 2 RK 4IOK   ;;2  [II  / RI 22  lon 4.7   R7   C2 IGK 470„/4U Bild 22Spannungswandler 12/24V, 5 A(DC-1)C-Wandler) SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 11 - Empfänger Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 1)  11-1 1.  Einleitung  In dieser Lieferung der Schaltungssammlung soll das HM-Steuergerät Ton/ca RX 80 vom VEBRobogron Rundfunktech- Die Verfügbarkeit moderner integrierter Schaltkreise für die  tilk Rema Stollberg vorgestellt werden. Es zeichnet sich vor ande- Konsumgüterelektronik ermöglicht, auch komplexe Schaltungen ren Typen neben guten Daten durch eine Reihe von gebrauchs- zu realisieren, die dem Nutzer Vorteile bieten. Sollten die gtei-  werterhöhenden Details aus: 14teiliger Senderspeicher. quasi- chen Funktionen in diskreter Bauweise realisiert werden, so  anatqge Hilfsskale für die Senderprogrammierung, gleichzeitiger stünden Aufwand und Preise in keinem vernünftigen Verhältnis Betrieb von 2 Boxenpaaren und diverse Schutzschaltungen. zum Nutzen.  Die Bezeichnungen der Bauelemente entsprechen völlig denen des Herstellers des Ton/ca. Die ersten 2 Ziffern geben die Num- f   mer der Leiterplatte an, auf der sieh das Bauelement befindet, Bild 1 zeigt die Prinzipschaltung und den elektrischen Aufbau des Ton/ca. 10Ø  m 0- -1 1 1 1 t U - m S4 Ir"t',- i >pEH 0 1 ‚. 2tta U 22 II a i!t 000...E 1hflLam CN0U$-Z Qcoo< -E9  0.00'ri'0 02 »0 m --  'e 9s  ti »-3 ! 0•  u0.4 3; 1 ' > ? ; . L9 L- H tE2  _"00 — 00 - * 1 - 00 0 • • ri5t 1 0I l L t-o --t J >d L !j: 1 0C c 0I4 0 00 0  E o.- -•° 00 fl t ° >.  00 oaQ go 2' Z2Z .d Lt   0.t ufl   0, o.gt h • -0 8  8i 1 2j1 HI 0 — J -ii -  ‚oIl N t4   ø SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989   Bl att Kapitel 11 -Empfänger Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 2)   11-2   V03R1 0RII  C20 11 e gEp   v17 C4C 02  Zel   rV 14j J 2  Vol g2 c32   L i l l 12 W C u~  C 22 /O2 05 01 03 22 b-Besttickungsseite R2161. Die dekodierten NE-Signale an den Anschlüssen 4 und 5 werden auf den aktiven Tiefpall mit V2107 und V2108 sowie auf ein 19-khz-Filter mit V2110und V2111 gegeben. Von deren Kollektoren gelangen sie auf die NF-Stufe. Der linke Kanal liegt am Anschluß 2119, der rechte an Anschluß 2121, Anschluß 2120 führt Massepotential. 3.  Anzeigeteil Auf der Anzeigeleiterplatte befinden sich die Schaltungen für die UKW-Exakt-, die Feldstärke-, die Skalen- und die Stereoan- zeige. Die LEDs werden mit 315.4 277 D (N3101 bis N3103) an- gesteuert. Die LEDs H3101 bis H3103stellen die UKW-Exakt- Anzeige dar. 113102 leuchtet, wenn der UKW-Sender korrekt eingestellt ist. Wird Nachstellen erforderlich, so leuchtet die linke oder rechte LED 113101 oder 113101 Dabei wird gleichzei- tig die Richtung, in der nachzustellen ist, angegeben. H3104 bis H3109 bilden die Feldstärkeanzeige. Die quasianaloge Zweit- skale realisieren die LED 113111 bis H3122. Mit 113110werden l'emperatureinflüsse auf diese Schaltung kompensiert. Die Ste- reoanzeige 113123wird von der Dekoder-IS N2103, Anschluß 6, angesteuert. 4.  Speicherschaltung Die Programmumschaltung erfolgt elektronisch mit je 2 IS (1710 und U 711, die sich auf den Speicherleiterplatten 1 und 2 befinden. Diese sind fast identisch aufgebaut. Auf der Speicher- leiterplatte 1 befindet sich im Gegensatz zur Leiterplatte 2 zu- sätzlich der Kondensator C4102 an Anschluß 3 der 1504102. Er ist für die manuelle UKW-Abstimmung erforderlich. Anschluß 3 der entsprechenden IS D4202 bleibt dagegen frei. In Bild 6 ist die Speicherleiterplatte 1 dargestellt, die bis auf den genannten Unterschied völlig der 2. Leiterplatte entspricht. Tipptasten (54101 bis S4107, S4208 bis S4214) steuern die Ko- der D4101 und D4201 (je U 710 D) an und schalten über den Dekoder D4102 bzw. D4202 (je U 711 12) die dazugehörigen Pro- grammstelter P4301 bis P4307 und P4310 bis P4316 an. Die Umschaltung auf Handabstimmung geschieht automatisch bei Berühren des Abstimmknopfs, der als Sensor ausgebildet ist. Der jeweilig eingeschaltete Speicherplatz wird von einer der LEDs 114101 bis 114107 und 114208 bis 1142114 angezeigt, die von den Transistoren der Transistorarrays N4101 und N4102 sowie N4201 und N4202 angesteuert werden. Tabelle Spannangswerte in Van den Schalekreisen Anschluß: 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 II 12 13 14 15 16 17 18 D4101 263 26,5 - X X D4102 26,4 - 26,5 X X D4201 26,5 26,5 - X X D4202 - 26,5 X X N2101 2.1 2.1 - 1.9 1,9 14,2 - - - - 1,7 1.7 1.7 14,2 14,2 10,6 X X N2102 - 1,2 0 -. 4,7 - 2,4 2,8 3,6 3,6 2.8 13,6 0 0,9 2,5 2,7 2,7 2.7 N2103 12,4 3 5,5 8,3 8,3 12,6 - 0,02 2,3 1,6 2,2 2,3 2,3 3,2 X X X X N31 01 - - 1,8 . - - - .- - - -. - - - - - - 16 N3102 - - 1,2 - - - - 11,5 11,5 13 14,5 12,1 13,6 14,8 16 - - 16 N3103 - - 2,6 14.6 14,6 14.6 14,6 14,6 14,6 14,6 14,6 14,6 14,6 14,6 13,9 0,3 0.6 16 N4101 2 0,5 - ‚- '- 0,5 2 2 0,5 - - - 0,5 2 X. X X X N4102 2 0,5 - - - 0,5 2 2 1,8 2,6 - - - 0,0331 31 X X 144201 2 0.5 - - - 0,5 2 2 0,5 - - - 0,5 2 31 X X X 44202 2 0,5 -. - - 0.5 2 2 0,5 - - 0,03- 14,8 X X X 31 N6101 -4 - - -16 - - -4 16 31 31 31 31 31 X X X X 31 N6102 0,02 - 0,6 -23,5 - - 0,6 0.6 - - --23,5 0,02 - 0,8 X 31 X X N6201 4.5 4,5 4,5 1 7 5 4,4 4,4 4,4 13,8 4,5 4,5 4,5 5,1 4,4 4,4 4,4 - 21 21 N6202- 4,5 4,5 4,5 52 4,4 4,4 4,4 13,8 4,5 4,5 4,5 5,4 42 4 4,4 4,4 - 31 31 N6203 4,5 4,5 4,5 18 4,4 4,4 4,4 13,8 4,5 4,5 4,5 1,5 4,4 4,4 4,4 - X X SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 11 - Empfänger Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 3)  113 21 1   r 32 0   • ° °°- 'EBEI t 04 002   2G  cn   0 • " ofl3i1c   C2'I  33 OI4   ccH   -liii L O S 0 CJ   F  1 r   1 (02 r   oiIffhlQ9t . .   0 VOL 0 0 it-1t-3t 007   tt4 25 p~Zi r _ 1 -....- «0 ••—_cy ' __ •U 2% Bild 3h 5.  AM-Teil  bei AM-Empfang Anschluß 15 der 15 N2102 auf hohem Pegel liegt. Nach Passieren des Stereodekoders und seinen nachge- Das amplitudenmodulierte HP-Signal gelangt über den jeweili- schalteten RC-Gliedern liegt das NF-Signal am Eingang des NF- gen Eingangskreis auf den symmetrischen Eingang der IS N2101 Verstärkers. (Anschlüsse 1 und 2), die die AM-HF-Vorstufe. die Mischstufe  - (Anschluß 16), den Oszillator und einen AM-ZE-Verstärker (An- schluß 12) enthält. Die Demodulatton geschieht am Ausgang 6.  NF-Verstärker des ZF-Verstärkers (Anschluß 7) durch die (je-Diode V2105. Die gleichgerichtete Spannung wird auf Anschluß 9 der Beide NF-Kanäle sind nahezu identisch aufgebaut, ein Unter- 15 N2101 zurückgekoppelt und bewirkt die Steuerung der Feld- schied besteht lediglich darin, daß die Verstärkung des linken stärkeanzeige. Das demodulierte NF-Signal gelangt über C2142  Kanals mit P6115 eingestellt werden kann. Damit wird gewähr- auf das MPX-Filter mit V2106 und wird dort verstärkt. Der Sie- leistet, daß beide Kanäle gleiche Verstärkungsfaktoren haben. reodekoder ist durch V2112 auf Monobetrieb umgeschaltet, da Beschrieben wird nur der linke Kanal. 60   422  H21  fl2ß  H19  Hlß[o H1 7  H16  H19  N14  H, 3  HI 2   6411 R02  /01 o cQ M. coi 03o-ft oO n +c04 09 0 04f m 23 04 j   H03 aOc 02 HOl   H  HOS 0406  HOI 6400 06   HOI   6   SAAAAAA 06$   Q .rww En G   L 6400   6   1 r   - - o 01   0 1   &p   Bild 4 Anzeigeteil; a - Stromlaufplan, b - bestückungoseite Bild 5 Speicherleiterplalte 3; a - Stromlaufplan, h - Bestückungsseite zz 02 --—fTt H R19j R27  /.K 25 7xlCOH. ROl. .RC? H   V02  47K qR33 MHz 24   V03  Rv4JK 28 08 V 11 5C307d  SC136c _ £ 2" 23 -c2- iiI  St   SAM43 I1 lo 15 •.u,r 4  '/04 1  5AV30 R11 €I;   31  06 -H> R:_t_ R37 1SK 06 34 • k(5 1 Ab.t-Spg.  R20  V 09  - •0)  ____ 87,564612  27K  SC236d  R28 2K kr  R 0 0 1 14A4550 4 __ R32 12R r   71  22K1[   vos   R25 ‚/10 09 Rl0Rl6 In ,- _______   7x 100K - 91 f&  237d c07 IOd; 15h1CO3  \ R30 C04 06 - UI 12K 90' 3XSAM43 44 v v07 4w   •-.o 1 41 U 1 ; -- R17 56K   R29 1K   12 R -  COSjC06 33 Tip ‚/01e   PR36   m ___ -  1.)   13   /   S A Y JO VDI1 0 ________ > _____ .2 1 . ii 1 • .34• L21 04   1 21 01 L2201 L21 01 L 21 0 22304 L2203 L21 02 21 06  721 05 L2204 L21 03 22201 L2206 22202 Beschriftun g 1 .1  3.1 C±ID .sI 1 234 H.2 _____ Z21 03 Z21 02 221 06 SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989  Blatt Kapitel 11 - Empfänger \   Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 4)   1 1 -4 L3H C06   3l °voe 01  03 02 $to 6c   •• 28 27,1 6 2524 232221 ÖQ..QS &00 °Q&Q.P 07  — 091 1 R  je   061 1 TZ  VG l [ TVI 1, zIO 0000 a 0 iI38 31 36 3534 3 31 £TJo 000000 58 5756 5554 S 51 00000 0 (+8 47(+542. 434 Bil d 56 Bil d 1 2A n schl ul 3bel cgun 5en un d Bel astbarkeiten derWiderstän de (auchS chal tkreise v on derLeiterseite gesehen !) ['J R'fl 1 .iJ LiJfl e ? ? ! P CHX H S chl ebetosten schul ier . . . . .  5 A n s,cht auf Leiterseite •kejn e  Taste gedrückt ••‚ _ _  7   egel Un earLS P 1 LS P 21   Netz   ..3 ••3 J:  A tKA kKA K   7'7 —ES IIIJ-- 0,25W © 0,33W  MA A 550 —F---066W —cci-- 1 W —FIJ---' Drohtwiderstan d 6  3 iiJ (61 01 VG A ? VaA l S VG A 1 9 K61 02 VG A 27V0428  Rel asG BR1 5.2-0486031 1 .8 1 n n   5  l n n n n n rJl  1 n n n n r,n n uuuu  uuuuuuuu  LjLl uuuuuuu 8  5 1 4  8   1 6  9 1 8  1 0 60820 42900,071 00 42440,42740 42250. 42770 8 3423,071 1 0 (al l e IS v on un ten ) 041 03 4KKNKA  1 <44*  4  1 < 1 < 4 S A V1 7S A L41 3S A M43 S Y 351  <821 3 S 4Y 30541 .41 1 < S 1 360 52X 21   5 2 J,G i s   C   P=-   i---i e   (BE) ES C BEC  0 ECB E S C236  S F225 S M200apt. S O 336  S F1 27 S C237 S F245 8F961  S D337 1 <0606 5C307  50338 S F235  KT81 9 S F827 S C239 r; i----7 Ro2r1r rt, J_col 7 1 in 2?MIJN RIO 22M l os * 15  12 Itt 's7 131 ______ 3 91 -- _______4  iol S07 6  14 Ö Rdl 001 • IIGK U710D H04  HO7 4x V0A 1 7C_. 4  11 13 12 •91 0 3.V  17C NOl 9 342 Dc 26 2 3 Ii 4 02 6  1 7 16 6 15 5 1 4 9 13 7  11 8  1 91 0 23 65 4  1 2 1 4  13 R11.R17 l x 1 20K R18..R24 7x 47K  32 --J Bild 6 Speicherleiterplatte 1; a - Stromlaufplan, b - Bestückungsseite I.fl l - 1  - - L?L1 prt 1' will§ :  - :$! -3  'hill' __ -till-• 'LIII' ; - -‚ Bild 7 Vorverstärker; a - Stromlaufplan, b - Bestückungsseite SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 11 - Empfänger \   Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 5)  1 1 5 J TtJHCJ$ • ____ ____ • 0) '° J 0 9« 0 0 • J_frHx • I,1 . oL J —BuH 2? • o9T j _ca--caJ --j AL9 L•_6iiL 1!.L 0 - III CII F -T III • Fi;: un Nj t__t_jrn Zo_j ___ ___ -1 • >  cp1 NI AVL IH H A9O IH 1 - - >  •: ot o' N ° x F l t r • j41;:• ii SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989   Blatt Kapitel 11 - Empfänger \  Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 6)   11-6 Bild 9b 6.1. Vorverstärker Anschluß /2 ein, wobei die Eingänge der elektronischen Poten- tiometer rar einen Stereokanal vertauscht werden. Das bewirkt, daß bei einer Änderung der Steuerspannung in einem Kanal das Signal verstärkt, im anderen aber gedämpft wird. Die Steuer- spannung an Anschluß 4 beträgt 1,6V für minimale Lautstärke und 7,5 V für maximale; die Pegeltaste ist nicht gedrückt. Die Tiefen lassen sich mit den Netzwerken zwischen C6216 und C6220einstellen, die Höhen mit denen zwischen C6220und C6226. Die Steuergleichspannung an Anschluß 12 beträgt U,1 = 2.3bis 8,9V für einen Stellbereich von ± 15 dB. Die 2. Lautstärkesteuer- stufe befindet sieh in der IS N6203, an deren Anschluß 12 die Lautstärkeeinsteltung gehörrichtig korrigiert wird (C'6230und C6236). Bild 8 zeigt die NF-Schalterplatte. Auf ihr befinden sich die Schalter für die Spannungsteiler, mit der die Steuergleich- spannungen für Lautstärke-, Höhen-, Tiefen- und Balancerege- lung bereitgestellt werden. 6.2. Endverstärker Bild 9 zeigt den Endverstärker. Mit P6105 und C6101 werden aus dem NE-Signal restliche HP-Anteile herausgesiebt, danach gelangt dieses an den nichtinvertierenden Eingang des Opera- tionsverstärkers N6101. Von dessen Ausgang gelangt das Signal über P6113auf die Vortreiberstufe mit V6101, die über (761 13, P6124 und C6110, P6119 gegengekoppelt ist. Mit dem Regel- transistor V6103wird der Ruhestrom bei Spannungs- und rem- peraturänderungen stabilisiert. Der Transistor ist wegen der ther- mischen Rückkopplung in den Kühlkörper geklebt. Die komplementäre Treiberstufe mit \T6105 und V6106 steuert die Gegentakt-B-Endstufe mit V6109 und V6110an. 6.3. Schutzschaltung Die Schutzschaltung schaltet bei Störungen die Lautsprecher für jeweils 2 bis 3s vom Verstärker ab. Eine automatische Einschalt- verzögerung (zum Vermeiden von Einschaltkrachern) wird au- ßerdem durch sie bewirkt. Diese wird aktiviert, wenn an sie über P6148 und V6113eine negative und über P6149 und V6114 eine positive Spannung gelangt. Vom Transistorarray N6102 und '6117 wird ein gleichstromgekoppelter Verstärker gebildet, des- sen detaillierte Schaltung aus Bild 10zu ersehen ist. Diesen steuert die positive Spannung über Anschluß 5 und die negative über Anschluß 9 von N6102, die Einschaltverzögerung wird durch das PC-Glied mit R6161 und C6129 bestimmt. Die Relais für die Lautsprecher werden vom Kollektorstrom vom V6117 an- gesteuert. Nach Abschalten der Betriebsspannung bricht sofort die 16-V-Spannung zusammen, wodurch ein negativer Impuls über C1103an Anschluß 9 von N6102 gelangt. Damit ist die verzögerungsfreie Abschaltung der Lautsprecher gewährleistet. 7.  Bemerkungen Die Schaltung des Netzteils ist in Bild 11 dargestellt. Bild 12 zeigt eine Zusammenstellung der Anschlußbelegungen der ver- wendeten Bauelemente sowie die Belastbarkeit der Widerstände. In der Tabelle sind die unterschiedlichen Spannungswerte an den Anschlüssen der integrierten Schaltungen eingetragen. Bild 7 zeigt die Schaltung der Vorverstärkerstufe. Die Ilootstrap- schaltung mit V6201 arbeitet als Impedanzwandler und realisiert eine?i hohen Eingangswiderstand hei hoher Ubersteuerungsfe- stigkeit. 3spannungsgesteuerte IS 274D verarbeiten das NE- Signal weiter; Mit £46201 wird über Ansehlull 4 die erste Laut- stärkesteuerstufe eingestellt. Die Balance stellt man an Literatur [1] Serviceanleitung Rema Tonica RX 80, VEBRundfunktech- nik Rema Stollberg. [2] 5. Eranz/ II, Günther, Stereosieuergerät Tunica KX 80, radio fernsehen elektronik, Heft 4/1987, Seite 207 bis 211. 0- e~ii O ft A - tv ..  f l~w --Ilw il In (\‚)/ + *• R fl $m7 6 : * 'ß7j75jfrt GfjO CL4L? t SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 1) 1989 1 Blatt 12-1 1. Einleitung Durch die breite Anwendung der Mikrorechentechnik in allen Bereichen der Volkswirtschaft der DDR wächst ständig der Be- darf an immer leistungsfähigeren Mikrorechnerschaltkreisen. Neben den CPU- und Peripherieschaltkreisen erlangten die Spei- cherschaltkreise eine zunehmende Bedeutung. Die Mikroelektronik-Industrie der DDR wird in naher Zukunft den Anschluß an das internationale Niveau herstellen, wobei die Kooperation mit der Mikroelektronik-Industrie der Sowjetunion eine große Rolle spielt. Neben den modernen Speicherbauelementen der DDR-Produk- tion sollen in diesem Beitrag auch ausgewählte Bauelemente der Bauelementeindusirle der SU als dem führenden Herstellerland des RGW vorgestellt werden. Inzwischen ist die Mikrorechentechnik zum Betätigungsfeld einer großen Zahl von Elektronikamateuren geworden. Diesem Umstand wird durch die Bauelementeindustrie der DDR mit der Bereitstellung von »Anfalltypen für den Amateur« Rechnung ge- tragen, was auch für die modernen, leistungsfähigen und anwen- dungsfreundlichen Bauelemente zutrifft. 2. Schreib-Lese-Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) 2.1. Dynamische RAM Auf Grund der einfachen Struktur und der geringen Abmessun- gen der hier verwendeten Eintransistorspeicherzelle läßt sich, be- zogen auf die Chipfläche, eine relativ hohe Kapazität der Spei- cherbauelemente erreichen. Allerdings muß man sich diesen Vorteil mit der Notwendigkeit des zyklischen Auffrischens aller Speicherzellen erkaufen. Da aber diese »REFRESH«-Funktion von den modernen CPU selbst übernommen wird und da der An- wender nur bestimmte schaltungstechnische Besonderheiten be- achten muß, finden dynamische RAM breite Anwendung. Leistungsfähige Vertreter dieser Gruppevon Bauelementen im Sortiment der Hersteller des RGW sind der 64K-DRAM U 2164 C/D (DDR) in den Typvarianten U 2764 G'020, U2764C/D20/7 und U2164 C/D25 bzw. der 64K-DRAM K 565 R (15 (UdSSR) in den Typvarianten K 565 kU 5B, -W, -G und -D. Diese Bauelemente haben ein Speichervolumen von 65536 bit und sind zu 64K x i bit organisiert. Die Zugriffszeiten variieren zwischen 120 und 250 ns. Die Bauelemente sind in einem 16poligen DIL-Keramik- bzw. -Plastgehäuse mit einem Reihenabstand von 7,62 mm und im 2,54-mm-Raster (»Zollraster« - DDR-Typen) bzw. im 2,5-mm- Raster (metrisches Raster - SU-Typen) montiert. Die Belegung der Anschlüsse sowie das Schaltzeichen der 64K-DRAM, die mit den Bauelementen der internationalen 4164-Serie weitgehend pin- und funktionskompatibel sind, ist Bild 1 zu entnehmen. Die 16 Adreßbits, die zur Auswahl einer der 65536 Speicherzel- len erforderlich sind, werden zeitmultiplex über die 8 Adreßein- gänge A0. ..A7 in die internen Adressenspeicher übernommen. So ist es möglich, das Bauelement in einem nur 16poligen Ge- häuse zu montieren. Die Steuerung wird durch die zeitliche Folge zweier abfallender Flanken von Taktimpulsen mit TTL-Pe- geln realisiert. Der 1. Taktimpuls, Row-Adress-Strobe (KX), übernimmt die Zeilenadressen der peichermatrix in ein entsprechendes Regi- ster. Der 2. Taktimpuls, Column-Adress-Strobe (CAS) über- nimmt danach die 8 Spaltenadressen. Jedes dieser Signale löst eine Folge von intern erzeugten Taktimpulsen aus. Die beiden Taktketten sind logisch so verknüpft, daß die zeit- multiplexe Adreßübernahme außerhalb des kritischen Zeitweges für den Datenzugriff beim Lesen liegt. Die Daten, die in eine ausgewählte Zelle eingeschrieben werden sollen, übernimmt bei einer Kombination der WE- und CÄ-Si- gnale (s. die Taktdiagramme in Bild 4) ein Dateneingangsregi- ster. wenn RAS aktiv ist. Pc  1 ir- 1  tJ55 Dl 1 WE D O A6 A0 43 A2 tJ   ' A4 Al AS A7 Bild 1 Anschlußbelegung und Logiksymbol der 64K-DRAM U/S 2164 C und K 565 RIJS; Bedeutung der Anschlüsse: NC nicht angeschlossen, AO. .A7 Adresseneingänge, CAS Spaltenadressensteuerung, kXf Zeilen- adressensteuer6ng, Dl Dateneingang, DO Datenausgang, W! Lese-Schreib-Steuerung, U Betriebsspannung, U, Masse uss 50-1 Aß 1 Dl 70—JA1 1  00  I2o-1 A3 T50—A4 F W S  4 13  AS   lO°.J AS Aß  5 fl 1  Aß   1 30—lAS Da RAS .42  5 4o~ 1 1  .44 Al  7 1 0  AS Ucc Bild 2 Anschtußbetegung und Logiksymbol der 16K-DRAM lili' 256 C und K565RU3; Bedeutung der Anschlüsse: sBild 1, außerdem tJ00 Betriebsspan- nung –5V, U»0 Betriebsspannung + 12V, U« Betriebsspannung + 5 V, U, Bezugspotential (Masse)  - 1 )55. AO j Al Dl  2 1 A3 1 . 00 M 1 1 AS 13 Ab Ali 00 54 .40 Al A2  6 1 A3 A4 1 : 1 1 A5 CAS WE! 1 71  1   UCC  NC Bild 3 Anschlußbelegung und Logiksymbnl der 1 6K-DRAM K 565 RU6   Das letzte der beiden Signale (W P ,  veranlaßt mit seiner abfallenden Flanke die Übernahme der Dateninformation (Dl) in das Dateneingangsregister; dadurch gibt es unterschiedliche Möglichkeiten der Schreibzyklussteuerung. Der hochohmige Zustand stellt den »normalen« Zustand des Da- tenausgangs (DO) dar. Immer, wenn CAS inaktiv (High) ist, be- findet sich DO im hochohmigen Zustand. Nur nach Ablauf der Zugriffszeit in einem Lesezyklus liegt eine binäre Information an DO an. Die Information ist gültig, bis CAS ‚inaktiv wird. Die Ausgangsinformation wird nicht invertiert zur Eingangsinforma- tion ausgegeben. 0000 000000  0  000000 N0' C000  0  0  0000 0000 0000 '0.o'00 ‚0000-,'  0 cerNo00o 0000 0  fl  C 0000 o' 0000000000000000  0 0  1 r00000000000 0000 r0000000000 00000  0 0  •' 00000000000 000 0•fl  0000Q000000  0 0rr' i  ‚0 0  0000000000000 ' 0 -   1  - 0000 V00000  0  000000 0000 r1 000000  0  000000 0000 7-tdo add 0000 •fl0000000000000000  0 0 OCN00000000000 0000 r- 000000000000000  0 0  eN,00000000000 Tr0nn 0000W00000n' )n  0 0  000000000n000 1   flC' 4' 0 0nN rJ - ' 0  0000\  0000 0000 000000 0  000000 00000 0000 0000 \000000 C000fl•J  0  t0000 0000 0000 00000000000000000 0  000000000000 o,-,--o 100 0 ro-o,n00000.n 0000v,   0 N0vecN  ri  e0'  0 0  0000000000O o'  ooc -oddv 00 -  - - 0000 000000 0  000000 0000 o0co  q  qsq°.° . '000'00 (n0000n!)n  0  tr' Ifl000 0000 - 0000 00000000000000000 0  e)I-00000000000 0000   "000000000000000  0 oon00000norr 1   0 nr4-or)r--  0 0 00000000000000 6 0' flvfl  ' to' -   -  1 0000 fl0000  0 000000 0000 0000 cr0000   S   000.000. 0000 fl0' r00  0  0' )' flCN00000 do' oo 0 0000 0000000000000000  0 0  ' n' 00000000000 00.0 r' 00  0q00 0000 0 0 N0oo00000000 o   n.000.'000,000 0 1   rr-t  00 4  o' oS4coddo' o' 007 -  0•1 fl0O00  0000 -- - 0000 0i' 1 00000  000000 v0000  -  Cc0' 000 0000 0000 ' °°000  RS000.0. r-r-r-0 0000 - 0000 vn0000000000000000  0 0  Y00000co0000 000 000000000000000  0 0  N.o0000000000 oririo 1   -000000n00000  0 1   0' 1 Nt1  ‚t  0000 6  oodd6000' d400d V:00\0 ‚000 0000 000000 0000000000 0000 0000000000 t" 0 0000 r 0 ‚0 00 0000 0000 00000000000000000 0 0 0'00000000000 0r' )00000000000 Or1 r40 ‚ttI1 M0nrn 00V00fl0000WI1  0 0'  4o4d&4odc' oo >>Y000000000EE60000 22 L 00h 9 1 dIL  -iu1 Lflh I i 0 . 1 o o o o 0 '0  er o o 0  C o o '0 CM o o 0 o o '0  00 00 00 o o 0003000 0 000 0  rico 't  ci- 00  00 Q0 00  CC 0 00 , 00000,c.ro 0 CM 0 0 0 00—riO 00000 ' 0000 0  riri00ri -t 00  00 so. 00  00 0 Cfl 00000 't 00 Cr00000 000.-ociO r-  r-00oeroo —rico 0 zt 00000 0.0.0 ci • o-0   n 1 e P00-- bOii00  .0-h tu o'0ot0  ci a.'<'CII<0, 1989 1 Blatt 12-2 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung \~Z  Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 2) Die »Page-Mode«-Zyklen erlauben aufeinanderfolgende Spei- cheroperationen für unterschiedliche Spaltenadressen bei glei- cher Zeilenadresse mit erhöhter Geschwindigkeit ohne Wachsen der Verlustleistung. Die Zeilenadresse wird eingespeichert, und RAS bleibt aktiv (10w) während aller Speicherzyklen, die sich auf die Zeilenadresse beziehen. Die »Page-Mode«-Zyklen sparen die Verlustleistung, die mit dem RAS-Ubergang vebunden ist, ein. Die Zeit für den Übergang zur netten Zeilenadresse wird eben- falls eingespart und ist von Zugriffs- bzw. Zykluszeit zu subtra- hieren. Das Auffrischen der Daten in der Speichermatrix mit dynami- schen Zellen geschieht, indem ein Speicherzyklus für jede der 128 Zeilenadressen in einem Zeitintervall von 2 ms periodisch ausgeführt wird. Das ist während der normalen Speicherzyklen oder auch vorteilhaft in mit den »RAS-ONLY-REFRESH«-Zy- klen, bei denen sich eine erheblich reduzierte Yer1utleistung er- gibt, möglich. Nachdem die Betriebsspannungen anliegen, benö- tigt der Speicher 8 »REFRESH«-Zyklen, um seinen normalen Betrieb zu gewährleisten. In den Zeitdiagrammen der unterschiedlichen Betriebsarten dy- namischer Speicher haben die verwendeten Symbole folgende Bedeutung: Signale Z - Zeilenadresse 5 - Spaltenadresse R - RAS C - CAS W - WE Flanken II - Signal nach High 1. - Signal nach Low V - Signal wird gültig X - Signal wird ungültig Z - Signal wird hochohmig Die Indizes II bzw. L definieren die Art der Flanke (faltend bzw. steigend). Die für die reale Funktion der Schaltkreise erforderli- che Zeitbedingung ist aus dem entsprechenden Taktdiagramm bzw. der Tabelle 1 zu ersehen. Die 16K-DRAM der sowjetischen und der DDR-Produktion komplettieren das Sortiment an dynamischen Speichern. Deut- lich wird hier der Trend zur Verbesserung der Anwenderfreund- lichkeit: Während zum Betrieb der IS U 256 C, 5256 C (DDR), K 565 R U 3A und -G (SU) 3 Betriebsspannungen (+ 12 V, ± 5V, —5V) notwendig sind, kommt der K 565 RU 6 (Sil) mit seinen Typvarianten RU 6B, -W, -G mit nur einer Betriebsspannung von + 5 '/ aus. Dadurch werden die Netzteilkosten natürlich wesent- lich geringer, und die Trassierung der Leiterkarten vereinfacht sich. Der Betrieb der 16K-DRAM erfolgt prinzipiell analog zu den 64K-Bauelementen, wobei die Zahl der Adreßeingänge ent- sprechend geringer ist. Die Anschlußbelegung der 64K-DRAM wurde so gewählt, daß Leiterkarten, die für den Einsatz von 16K- Speichern konzipiert wurden, mit minimalen Änderungen auch. für diese IS nutzbar sind: der zusätzlich notwendige Adrel3ein- gang A7 wurde auf Anschluß 9. vorher Ucc, gelegt (s. Bild 1, Bild 2, Bild 3). Die Anschlüsse aller genannten 16K-Speicher liegen im me- trischen (2,5-mm-) Raster. Wichtige Kenndaten noch gebräuchli- cher 16K-DRAM sind in Tabelle 2 aufgerührt. Die Funktionsvielfalt der dynamischen RAM ist bei einigen Ty- pen und Typvarianten eingeschränkt. Tabelle 3 gibt eitien Chor- blick über die von den Herstellern angegebenen Betriebsarten der unterschiedlichen Typen und Typvarianten. Für Elektronikamateure stehen die Bauelemente S 256 C/D (16K-DRAM) und 52164 C/D (64K-DRAM - neue Bezeich- nung: U 2164 C/D 51) zur Verfügung. Der Betriebsteniperaturhe- reich dieser Typvarianten ist auf das Intervall 1-10 0C . -4-45 °C eingeschränkt. im I)c  01 1  0 1   [U  1 !J  •> Id tJiI 3 -) 0 0  ItIJ   0 1 cr  I  o   - j   !tj 1  1   =J 0 05 05 05   1   oo 55 0 0 0 0 0 0 0 0 I H1 00 3D :5 - 5 53 ‚In 1 <   0 ‚0 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 12 — Speichertechnik Aktuelle Speicherschalticsejse (Blatt 3)  1 2-3 1  -1- > 0 — •. In -4 -4 -4 -4 00 y. - 7 3 H DC ; 1 22 - -4 JI)<I 8 fl3o - - - - In o 00 0000  0  00  0  - 00 0 00 c000(  rd  rd  00 r r-rs  -- o 0 000  00000  00000  0000cN000 0000000 o o rc  eoo  00000  00000  000rdc-d000000000  0 0  0 rNrsO  rnecO00  0000' 0  0000000000cflcflOO  0 00000\ o oo 0  0000  0  00  0  00 o oo 0000C  0 00 0  0 0  00-0  00000   0000000 0' 00000000000  0 00000   55555   5 0  0 —   r0  c«cr600   00 00' 000 000000cfl0000' 0   —   0'  cd  ‚0•ttcc • -  cd- 0  00 0  0000  0  00  0  00 0000  0  00  0  00 ct  00 c# fl  ' 00Cr-  ccc  ec  c' c  00 r-0 r-rl o o 0  000  00000  00000  000nrc 000000000  0 o o ‚0  00 00000 00000 000cd0000000000 0 0  o cc-  d—o  cnrrcoo' 0  ooccOcfl  00000 OO ccO' 0' 0' 0QcO' 0  0 — 0 0 0 0 0 000000 0 0 0 0 0 0  0  0 0 c0' flOO 0  SOc vd0nclLfl0 cc-tvocn' 0o.cco' 0' 0  Cd  00 1 -   1 Cfl0  0rflcc  -- - 0000 000000  00000000000  0000en0000000000000 00.-na 0Qcn' 0rc 00  00000000000  Co cr40000000000000 -c' 00 0  nr.0  .-‚rc0000 0' 004n  0n0' 0 00000cr00 OoncnCc.n 1 —   rd rcc cc Cr4  r-Ocn --  rd  cdrd  ' t  rd 00000 000000000000  0  00 55252 SS01 2R0.  55 ‚00000 .-n00--nC—000  CO —   r-c r,0  Cct.0  -- 0000 000000  00000000000  0000_000000000000 00.-ne 000nOnNOO  00000000000  000ecc-000000000000 __cc=. 0cceNc-l0  rncnOOn000 000cr)  00v) 000000crc 000c4nv)0&) 1 —  i  1   rcIrncCO rd r-Orn 00000 0 oo000000000  0  00 0000000   5   00 c0 lt 00 0) lt' 0 00  0  00  Cd  00 Ccc 0000 00)0000  00000000 000  oCcoordoo 0000000  0 0000 ltr-rdr--0 0  00000000000  000rnrd000000000  0 00)00 1 -ltc,cr4ciO  tccct000000000  00000000000000  0) —  1   00rd)0cd04 00  r1 Cccccflcn  0  0 —  ccncnrd 00000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0  0  0 0 0005 rccoltco   S0S0c oc  0;  55   rnc4n-t)0C 000rn000)  Cd  00 —  0 —  rc r-,o  ortrn  -- 0000 5555   000000  00000000000  0000rnCO0000000  0   ' 2' u2°  2255552255°.   00Cr  000000000  C• cco 1   oltoro'  000000cron  ddo{==r000cr).-n000cn  0 1  —  rdrn000rccrd.-4.-n Oco Ooc  cacc >cOd 000 lf 22 0 C00 00 '   cd 0) 00   EE  — 000. 000  00   o   Od  —  0 0) -0 a E 0) i 44  22 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 4)   12-4 ldbetle 3 Betriebsarten aktueller dynamischer RAM Mode  K565 RU3  K 565 RU6 U256C 256 C U2164C20 112164 C25 S2164 C (Ii 2164 CS1) K565 RUS READ  )< X x x x x WRITE  x  x x x x R-M-W  x  x x x x x R-O-R  x  x x x x PM-READ x x x PM-WRITE X X PM-R-M-W R-M-W =»READ-MODIFY-WRITE« R-0-R =»RAS-ONLY-REFRESFF< PM  =»PAGE-MODE« 2.2. Statische Schreib-Lese-Speicher (SRAM) Die Speicherkapazität statischer RAM ist, bezogen auf die Chipfläche, nicht so groß wie bei dynamischen Speichern, da als Speicherelement ein normalerweise aus 6 Transistoren bestehen- des Flip-Flop Verwendung findet- Bei SRAM entfällt die Not- wendigkeit des Auffrischens. Durch Übergang zur verlustlei- stuogsarmen CMOS-Technologie bei der Herstellung bieten sich neue Einsatzgebiete, z. B. in tragbaren Geräten. Mit Batteriepuf- ferung sind CMOS-SRAM ausgezeichnet zum Retten wichtiger Daten bei Netzausfällen oder beliebigen anderen Störungen ein- setzbar. Der  Schaltkreis  Lt 6516 DG  in  seinen  Typvarianten Lt 6516 DGJ5, UL 6576 ØG)5 und UL 6516 0625 (DDR) ist ein 16K-SRAM in CMOS-Technologie, der die bewährten 4K-Bau- elemente (Lt 2)4 D, Lt 224 D) ablöst. Die Typvarianten des U651606 unterscheiden sich hinsichtlich ihrer Stromauf- nahme und ihrer Funktionsvielfalt. Für den Amateur wurde der Anfalltyp 565160 (neue Bezeichnung: Lt 65)6 051) abgelei- tet. Der Schaltkreis wird mit tT = L ausgewählt. Mit der fallenden Flanke von ijE werden die vorher angelegten Adressen zwischen- gespeichert. Bei CE = H sind die Adreßeingänge offen, und die Gatter schalten die sich ändernden Adressen bis zu den Zeilen- und Spaltendekodern durch. Die mit den »gelatchten« Adressen ausgewählten 8 Speicherzellen können entsprechend dem logi- schen Signal an WE gelesen oder geschrieben werden. Beim Lesen (Wi! = II, ZTE = L) gelangt die Information aus den Zellen bis zu den Datenausgängen (internes Lesen). Mit der fal- lenden Flanke von 011 (bw-aktiv) werden die Datenausgänge ak- tiviert, und die Information erscheint an den Datenanschlüssen DC bis D7. Durch dieses Signal kann die Zugriffszeit verkürzt werden, und der externe Datenbus steht nach rt L und WE = 011 = H zur Datenübertragung noch zur Verfügung. 47 Ab AS A4 43 42 Al A0 00 01 02 tiss UCC 46 47 OE 410 Er 07 06 05 04 03 40 Al A2 43 44 AS 46 47 48 49 410 0E räm RAM 00 Dl 02 03 04 05 06 07 Bild 5 Ansehbußhelegung und Logiksymbol der 16K-SRAM 11/ ULIS 6516 D: Bezeichnungen s. Bild 1, DO D7 Datenein- und -ausgänge Tabelle 4 Betriebsarten statischer RAM U 6516 DG Betriebsart ZE WZ DT Datenansch lüsse nicht angewählt II x x h och oh mig internes Lesen L El H h och oh mig Lesen L El L niederoh mig Datenausgabe Schreiben 1 L L El h och oh mig Dateneingabe Schreiben 2 L L x h och oh mig 1CLWH lcLl. Dateneingabe lWILU  1CLCF S - = beliebiger Zustand Beim Schreiben des Speichers (DT = WE = L) wird die an den Datenanschlüssen DC bis D7 anliegende Information in die adressierten 8 Zellen geschrieben. Der Schreibzyklus wird mit der UI-Flanke von 3! oder WF beendet. Bei DT = H sind die Eingangsinverter der Dateneingänge offen, wodurch beim Schal- len der anliegenden Daten ein Stromfluß durch diese Inverter entsteh t. Im Fall des kombinierten Schreib-Lese-Zyklus wird die Informa- tion aus den adressierten Zellen gelesen und anschließend in diese Zellen die neue Information geschrieben. Dabei ist zu be- achten, daß zur Vermeidung von Buskonflikten vor Anlegen der neuen Eingangsdaten die Datenausgänge in den hochohmigen Zustand wechseln müssen, d. h., die Zeitbedingung 1WLQ7 =to1 Q7 muß. eingehalten werden. Für die Typen UL 6576 DGIS und UL 6516 DG25 wird der Da- tenerhalt bis U. i 2 V mit geringem Schlafstrom garantiert. Im Schlafzustand 2 V 5 U <4,75 V muß der Schaltkreis in den nichtaktivierten Zustand gebracht werden. Nach Beendigung des Schlafzustands (Ucc 4,75V) ist für die interne Vorladung die Einhaltung der Zeit 1 CHCL notwendig. Tabelle 4 zeigt die 3 unterschiedlichen, möglichen Betriebsarten. Anschlußbelegung und Übersichtsschaltbild sind in Bild 5 darge- stellt. Bild 6 zeigt die Taktdiagramme der unterschiedlichen Be- triebsarten der Bauelemente des 16K-SRAM-Typspektrums. Da- bei finden folgende Symbole Verwendung: Signale C - CE (Chip Enable) 0 - OE(Output Enable) W - WE (Write Enable) Q- Ausgangsdaten D - Eingangsdaten Flanken II - Flanke nach H L - Flanke nach L V - Signal wird gültig X - Signal wird ungültig Z —Signal wird hochohmig In Tabelle 5 sind die zugehörigen Zeitbedingungen und Haupt- kenngrößen aufgeführt. Für den Amnteurschalticreis S 6516 0 (U 6516 D 51) gelten die statischen Parameter der Typvariante Lt 6516 DGIS und die dy- > t LC' 1 01 > ‚In T1 > T 0 1 0 1 0 = 1 - 1 S   I3 SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Lieferung  1989 Blatt Kapitel 12 - Speichertechnik 12-5 Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 5) Ucc   475V  4 2V „///\\\\\ ______ /   Us80,3V   uccs   U 4 03V CE   ICOR Bild 6  Betriebsarten-Taktdiagramme der statischen Schreib-Lese-Spei- cher U/(JL/S 6516 D; a - Lesezyklus, b - Schreibzyklus 1, c - Schreibzyklus 2, d - Lese-Schreib-Zyklus, e - Datenerhaltmo- dos Tabtlle 5  BeirMbskenngrößerz der (16516 DG-Typvcrianten Kenngröße  - U 6516 0015 UL 6516 0015 UL 6516 0025 min.  max- min.  max. miss, max. Betriebsspannung  - V 4,75  5,25 4,75  5,25 4,75 5,25 Schlafspannung  -  (J<cs   V -  - 7,00  - 2,00  — L-Eingangsspannung  (1 1  V —0.3  0,8 —0,3  0,8 —0,3 0,8 B-Eingangspannung   UlM   / V Uc«2  Ut0,3 U2  U+0,3 Ucr 2 U+0,3 Umgebungstemperatur  8.  'C —25  85 —25  85 —25 85 Adressenvnrhaltezeit   VII   fl5 10 10 20 Adressenhaltezeit   tCLAX   ne 50 50 50 Datenhaltezeit   8WHDX   ns 0 0 0 Datenhaltezeit  ns 0 0 0 Schreib-Lese-Vorhaltezeit   1WHCL   ns 0 0 0 Lese-Schreib-Abstand   -   ns 0 0 0 L-Impulsdauer ZIE   (CLCH   na 150 150 250 Il-Impulsdauer ZTE   CHLL   ns 50 50 140 L-Impulsdauer W   tWL% H  ns 60 60 100 VE-lmpulsvorhaltezeit  ns 60 60 100 C -1mpulsvorhalt&eit  &LWM   ns 150 150 250 Datenvorhaltezeit zu UF  t,,,,c,  ns 60 - 60 100 Datenvorbaltezeit zu WE   2 »w  na 60 60 100 Zykluszeit   4-,,L   ns 200 200 390 Zeit Chipaktivierung bis zum Schlafzustand  ne - 0 0 Erholzeit nach Schlafzustand  ns - 1 CHCL fCUCI. Kombinierter Schreib-Lese-Zyklus L-Impulsdauer CE   'ci',   ns 280 280 470 L-Impulsdauer WE  ns 130 130 220 WE-lmpulsvorhaltezeit  ns 130 130 220 Zykluszeit  ns 330 ' 330 610 Haupt- und Nebenkenngrößen  - Betriebs.trom  j,  mA 20 20 25 -  Eingangskapazität  '  C,  pE 8 8 8 ?T-Zuriffszeit   kiov   ns 150 150 250 OE-Zugriffszeit  ns 60 60 100 Verzögerung CE bis Ausgänge hochohmig  ns 60 60 100 Betriebsstrom CE =0 V  1,,,  mA 20 20 20 Ruhestrom   Ic   ISA 100 10 10 Schlafstrom  jA - 6 6 Grenzwerte Betriebsspannung  Uc  V ---0,3  7 —0,3  7 —0,3 7 Eingangsspannung an allen Eingängen  U,  V -- —03  U0 .-r0.3 Betriebstemperatur  1? ,  'C ---25  85 --25  85 --25 85 Lagerungstemperatur  8,,,  t — 55  125 — 55  125 —55 125 Vertuatleistung  P,,,,  W —  1 —  1 — namischen Parameter der Typvariante UL 6516 DG25, wobei be- Für Eingabe (bei Programmierung) und Ausgabe der Daten ste- stimmte Einschränkungen zu beachten sind. Der Betriebstempe- hen die 8 Anschlüsse D0 bis D7 zur Veffügung. Der U2716 C raturbereich  wurde  auf das  Intervall  von  - l0  bis  +45'C hat einen Chipaktivierungseingang (CL) und einen Eingang zur begrenzt, und der Datenerhaltsmodus wird für das Bauelement Freigabe der Ausgänge (ÜP). Im Ruhezustand (CL = Um = 11) nicht garantiert. sind die Datenanschlüsse hochohmig. Aktiviert wird mit CL = L. Mit dem Eingang OE ist im aktivierten Zustand eine Beeinflussung des Zustands der Ausgänge möglich. Die Aus- 3.  Festwertspeicher gänge werden mit UE =U IL= L freigegeben, für den Fall OE = Um = II sind die Anschlüsse DO bis 137 hochohmig (Bild 10, 3.1.  Elektrisch programmierbare Festwertspeicher Tabelle 6). In den Programmierbetrieb wird der EPROM dann geschaltet, Es sollen vor allem die Eigenschaften der byteorganisierten 16K' wenn der Pegel an (]   im Bereich (23,5 V  25,5V) liegt. bzw. 32K-Festwertspeicher U2616D, U2716C bzw  U2732 C Die Versorgungsspannung bleibt dabei im normalen Arbeitsbe- beschrieben werden. Das sind statische, elektrisch programmier- reich. Mit ? E =  = 11-Impulsen können die ursprünglichen bare Festwertspeicher in n-Kanal-Silicongate-Technologie man- 11-Pegel der Ausgänge, die nach jeder UV-Löschung erscheinen, herr in 24poligen Gehäusen (2,54-mm-Raster). entsprechend der an den Datenleitungen anliegenden Tnforma- Der U 2716 C ist ein UV-löschbarer Festwertspeicher (EPROM) tion modifiziert werden. Dabei ist Einzelbyteprogtammierung im Keramikgehäuse mit transparenter Öffnung. Die Bauele- möglich. Es werden folgende 3 Zustände unterschieden (Bild 11, mente werden in unprogrammiertem Zustand ausgeliefert. Bild 7 Tabelle 7): zeigt Anschlußbelegung und Schaltzeichen. - Programmieren Tabelle 6  Kenndaten elektrisch programmierbarer 1-'estwerlspelcher (EPROMs) Kennwert   1 3   t.J2716C45  1J2716C35 1J2716C39  t12716C65  132732C35  112732 C45  U2732C55 112616 D45 K 573 RF2/5 min.  max.  min.  max. min.  max,  min.  max.  min.  max,  min.  max.  min.  max. Grenzwerte Eingangsapannung  17,  V  -0,5  6.5  -0,5  6,5 -0.5  6,5  -0,5  6,5  -0,5  6,5  -0.5  6.5  -0.5  6,5 Spannung an dE;tiptt   1JPR   V  -0,5  26,0  -0,5  26,0 -0,5  26,0  -0,5  26.0  -0,5  26,0  -0.5  26,0  -05  26,0 Verlustleistung  1'.,,  W  1  1 '  1  1  1,5  1,5  1,5 Umgebungstcmperatu,  0,  'C  0  70  0  70 0  70  0  70  0  70  0  70  0  70 Lagerungstemperatur  dr.g  'C  -55  125  -55  125 55  125  55  125  -55  125  -55  125  -55  125 Statische Kennwerte Betriebsspanung   Ull   V  4,75  5,25  4,75 5,25 4,75 5.25  4.75 5,25  4,75 5,25  4,75 5,25  4,75 5,25 L-Eingangsspannung   t1lL   V  -0,3  0,1  -0,3  0,8 - 0,3  0,8  -03  0,8  -0,3  0,8  -0,3  0,8  -0,3  0.8 H-Eingangsspannung  lJ11   V  2,0  U,. + 0,6 2.0  tcr ± 1  2.0   17c.c + 1  2.0   Ucr + 1 Betriebstemperalur  0,  'C  0  70  0  70 0  70  0  70  0  70  0  70  0  70 }l-Ausgangsspannung   U.   V  2,4  2,4 2,4  2.4  2,0  2.0  2,0 L-Ausgangsspannung  UOL  V  0,4  0,4 0,4  0,4  0,8  0,8  0.8 Eingangskapazität  C,  PF  6  6 6  6  6  6  6 Ausgangskapazität  C.  PF  12  12 12  12  12  12  12 statische Stromaufnahme aktiv   1rco  MA  100  120 100  100  180  180  180 statische Stromaufnahme im Ruhezustand   fx   mA  25  30 25  25  30  30  30 Dynamische Kennwerte Adressenzugriffszeit  t,,,,,,, ns  450  350 390  650  350  450  550 r -Zugriffszeit  e,.,  ns  450  350 390  650  350  450  550 Verzögerung fTP- Ausgänge hochohmig   to.r, ils  100  100 100,  100  100  100  100 Verzögerung CE- Ausgänge hochohmig   Gm,. ns  100  100 100  100  100  100  100 Verzögerung OE- Ausgänge aktiv  r°',,,, na  100  100 100  100  120  120  120 Tabelle 7  Programmierbedingungen für 2K x 8 EPROMs der Reihe 2716 Kennwert   1 1  U2716C35  U2716C39  U2716C45  U2716C65 K 565 RF2/5 max.  min.  max.  min.  max.  min.  max. Programmierspannung   11PR   V  23,5 25,5  23,5  25,5  23,5  25,5  23,5  25,5 Betriebstemperatur  d  'C  20 30  20  30  20  30  20  30 Adressenvorhaltezeit  pa  2 2  2  2 OE-Vorhaltezeit  ps  2 2  2  2 Datenvorhaltezeit   tDvcllp   pa  2 2  2  2 Adressenhaltezeit   '  ICLAXP   ps  2 2  2  2 OF.-Bslte,eit  PS  2 2  2  2 Datenhaltezeit   kLux?   ps  2 2  2  2 Verzögerung OE-Ausgang hochohmig   1o'rn21   ns  0 Verzögerung DE-Auageng aktiv   1oLuxp   na 120  0  120  0  120  0  120 120  120  120  120 Programm ierimpulsdauer   1CHrLp   ms  45 55  45  55  45  55  45  55 CE-Anssiegs-/Abfallzeit  ns  10 10  10  10 Ucc 48 49 UPR OE 410 CC 07 D6 05 04 03 Ur C 48 49 All ör/ upR 410 CE 07 D6 05 04 03 UCC AS 49 UPR OE 410 CE 07 06 05 04 03 47 46 AS 41, 43 42 Al 40 DO Dl 02 Uss 47 46 45 44 43 42 Al 40 00 01 02 Uss 47 45 AS 44 4) 42 Al 40 00 cl 02 Uss 40 Al 42 43 44 AS AB 47 48 AB 410 CE ÜE UPR 40 Al A2 43 44 AS AB 47 AS AB 410 All CE 40 Al 42 43 44 AS 46 A7 46 49 Ab EPROM EPROM PRÜM DO DI 02 03 04 05 06 07 00 Dl 02 -‚3 04 05 06 07 00 01 02 03 04 05 06 07 CE nE UPR 1989 1 Blatt 12-6 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung "Ir  Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 6) Zum Programmieren ist UT bei anliegender Programmierspan- nung UPR, 01 = UM und stabilen Daten und Adressen für die Dauer 1CH CL auf UIH zu legen. Dabei muß die Programmier- Spannung gleichzeitig mit oder nach der Versorgungsspan- nung U eingeschaltet und gleichzeitig mit oder vor Urc abge- schaltet werden. Der Schaltkreis darf bei Anliegen von UP 25 V nicht in die Fassung gesteckt oder aus ihr entnommen werden. - Programmsperre Sperre der Programmierung (0! =UI,= Ii) bei angelegter Programmierspannung; in diesem Zustand können Adressen und Daten gewechselt werden. - Programmkontrolle In diesem Zustand kann unter Programmierspannung der In- halt des adressierten Speicherworts an den Datenanschlüssen gelesen werden. Durch die spezielle Gehäuseausführung kann die einprogram- mierte Information mit UV-Licht gelöscht werden. Es sind min- destens 20 Programm-Lösch-Zyklen möglich. Darüber hinaus ist eine Erhöhung der Programmier- und Löschzeit zu erwarten. Zum Schallkreis U2716 C45 pin- und weitgehend funktions- kompatibel sind die sowjetischen Bauelemente K 573 RF2 bzw. K 573 RF5. Die Anschlüsse dieser Bauelemente liegen im me- trischen Raster. Der Schaltkreis U2616 D (Bild 9) ist  herstellerprogrammier- ter Festwertspeicher (PROM). Anschlußbelegung, statische und dynamische Kennwerte sind identisch mit den entsprechenden Kennwerten des U2716 C gleicher Adressenzugriffszeit. Dieses Bauelement befindet sich in einem 24poligen Plastgehäuse. Der Schaltkreis U 2732 C (Bild 8) ist ein elektrisch programmier- barer, U\'-löschbarer Festwertspeicher (EPROM) mit einer Spei- cherkapazität von 32768 bit, orgr;istrt zu 4K 3<8 bit. Zur Auswahl des Speicherinhalts stehen 12 Adresseneingänge zur Verfügung. Der U 2732 C hat einen Chipaktivierungseingang (CE) und einen kombinierten Eingang (0E/UPR) zur Freigabe der Ausgänge bzw. zur Zuführung der Programmierspannung im Programmierbetrieb. Im Ruhezustand (CE = H) sind die Daten- anschlüsse hochohmig, und die Stromaufnahme beträgt nur etwa 20 '/o.des im aktivierten Zustand erforderlichen Wertes. Der Chip wird mit CE UIL =L mit gleicher Zugriffszeit aktiviert wie beim Wechsel der Adressen (s. Tabelle 6). In den Programmierbetrieb schaltet man den EPROM dann, Bild 7 Anschlufibetegung und Logiksymbol der 16K-EPROM U 2716 D und K 57 3 RF2/K 57 3 REl; Bedeutung s, Bild 1, OEI 11PR Eingang zur Freigabe der Ausgänge bzw. Programmiereingang Bild Anschlufibetegung und Logiksymbol der 32K-EPROM 42732 4 Bild 9 Anschh;ßbelegung und Logiksymbol der 16K- PROM U2616D Tabelle 8  Pmgrammierbedingun gen für 4K)<8 EPROMs der Reihe 2732 Kennwert (  ] bJ2732C35  U2732C45  112732C55 min.  max,  min.  max.  min.  max. Programmierspannung UPR V 24  26  24  26  24  26 Betriebstemperatur 0 'C 20  30  20  30  20  30 Adressenvorhattezeit tAVCU ps 2  2  2 Datenvorhaltezeit t0vc, ps 2  2  2 Adressenhaltezeit CIsAP jas 0  0  0 ff-Haltezeit CHPLP PS 2  2  2 Datenhaltezeit tL's40XP as 2  2  2 Verzögerung CP-Ausgang hochohmig 05 0  120  0  120  0  120 ZE --Zugriffszeit im Programmierbetrieb tcLDvp 515 1  ‚ 1  1 Programmierimpuisdauer tCLCIIP ms 45  55  45  55  45  55 U5-Anstiegzeit eIA1 ns 50  50  50 Upg'SetzZCit 1. fNU as 2  2  2 U,-Setzzeit H 4.IL xs 2  2  2 Tabelle 9  Kenndaten der 64K-ROMs U 2364 D und U 2365 D Kennwert [  1 1J2364D45  U2364D30 U2365D45  U2365D30 min.  max.  min.  Max. Grenzwerte Betriebsspannung u. V -0,5  7,0  -0,5  7,0 Eingangsspannung U, V -0,5  7,0  -0,5  7,0 (iesanitverluaeleistung P,, W 1,0  1,0 Lastkapazität CL F 5  5 Statische Kennwerte Betriebsspannung V 4,75  5,25  4,75  5,25 Betriebstemperatur 0, 'C 0  70  0  70 H-Eingangsspannung U,H V 2,0  U  + 0 1 5 L-Eingangsspannung tjIL V -0,5  0,8  -'0,5  0,8 Statische Stromaufnahme aktiv mA 140  140 Statische Stromaufnahme statidby 'CO mA 40  40 L-Ausgangsspannung (In,, V 0,4  0,4 11-Ausgangsspannung U.. V 2,4  2,4  - Dynamische Kennwerte Verzögerungszeit Adressen/Daten giltig na 450  300 Verzögerungszeit C/Daten gültig tv,v ns 450  300 Verzögerungszeit HL- Flanke  !/Daten gültig 111D1 ns 450  300 Verzögerungszeit Ö/Daten gültig 'OLOV 115 120  100 Anstiegs-/Abfallzeit der Eingangssignale t/tHL ns 10  10 Verzögerungszeit C/D hochohmig ns 0  220  0  180 Verzögerungszeit LH- Flanke  E/13 hochohmig tCIIDZ na 0  120  0  120 Verzögerungszeit HL- Flanke  /D hochohmig ns 0  120  0  120 Haltezeit D nach Adressenwechsel ns 0  0 Rereilstellzeit Adressen vor LH-Flanke von tAv-rX. fl 0  0 Haltezeit Adrasen nach Lll'Ftanke von _ AT 'TIIA) ns 70  70 L-lmpulsbreite AS 'TI iM ns so  so AC. Ab   ' )K[ wenn der Pegel an  /U 5 auf die erforderliche Programmier- spannung gebracht wird (s. Tabelle 8). Im Gegensatz zu den 16K-Bauelementen wird aber mit _CE = t1tL (Low-Impulse!) pro- grammiert (Bild 12). Auch beim Schaltkreis U2732 C ist eine CE Einzelbyteprogrammierung möglich. Der Programmiervorgang besteht aus den 3 Phasen Programmieren, Programmsperre und PÖHO Programmkontrolle. Mindestens 20 Programmier-Lösch-Zyklen TOLOV sind möglich. UV-löschbare Festwertspeicher sollten allgemein bei einer Wel- lenlänge von 254 nm und einer Strahlungsdosis von etwa 30 Ws/ cm' gelöscht werden. Dabei darf der Abstand zwischen Gehäuse' oberkante des Schaltkreises und Lampenkolben 2,5 cm nicht unterschreiten. In Abhängigkeit vom Löschgerätetyp beträgt die 00. .07 Löschzeit zum sicheren Löschen das 3fache der latenten Lösch- zeit. Die latente Löschzeit ist die Zeit, nach der die Speicherin- Bild 10  Dynamisches Verhalten der Typen Ii 2616 D, U 2716 C und   formation gerade nicht mehr nachweisbar ist. Die Löschzeit U 2732 C . sollte nicht weniger als 10 min betragen. r SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 7)   1 2-7 Programm  Ptogrnmmkontr   Programm- -   Programm  Kontrolle AdresE1   40 All U Do   ° U, iicH AX UPR/dff   LO TCLOL _IC OL .1 1  TCHPL Uil CE   UIL Bild 11   TCLCH Programmierbedin- gungen der Typen U2616 D und U2716 0   Bild 12 Programmierbedin- gungen des U2732 0   7 A3   Dl 12 —]Q—-  - 47 n3  26 052   6 44   02   13 46   A8   —4--A6   03 45 n5  24 A9   3 A7   04   16 A4L   A11   AB D51 43  410   D6 —la 42 fj   410   —2j-- 411 19 Al   —412  07— 40 Q  07   1 ,0 CE j06 Dl [   05   1 21 0€ - D2 ru  04   27 Ussn14   03   CS1 II 21 CS2 _ 10 NCa123 _LY ROM -11 412 [ 05   o 1 1 1 1 1   —4--44   02 JL 45 48   4   03 15 45 A9  _L.   15 44 Li A11   —*A8 l3 43 LI oE  -   410   06 la 42 [J  410   Z 411   19 Al   —412  07 AO rio-   :13 9 07  20 DO ri — 1  T81 D6 01  D5  - O4   IßAs iEE 03 ii Bild 13 Anschlußbelegung und Logiksymbol der 64K-ROM; a- 1] 23 64 D, b -0256) D. BezeicHnungen analog Bild 1, AB Adressenstrobe, CE, CS1, CS2 Chip-Aktivierungseinflnge; NC kann mit einer Spannung zwischen 0 V und UnD belegt werden 3.2. Maskenprogrammierte Festwertspeicher (ROM) Die Schaltkreise U2364 und U2365D sind maskenprogram- mierte Festwertspeicher der DDR-Produktion mit einer Spei- cherkapazität von 65536 bit. Der Zugriff erfolgt wahlfrei in der Organisationsform 8192 ><8 bit. Bild 13 zeigt die Anschlul3bele- gung der beiden Bauelemente. Zur Auswahl der Daten stehen 13 Adreßeingänge (A0 bis Al2) zur Verfügung; aktiviert wird mit dem Steuereingang CE = UIL. Im Ruhezustand CE = U1 , sinkt die Stromaufnahme auf etwa 30% des im aktivierten Zustand er- forderlichen Wertes, und die Ausgänge sind hochohmig. Zur Steuerung des Zustands der Ausgänge ist weiterhin der Ein- gang 0! vorhanden. Bei aktiviertem Chip werden mit ÖE = UIL die Ausgänge freigegeben. Zur Verringerung des Aufwands der Zusammenschaltung mehre- rer Schaltkreise zu größeren Speicherkomplexen wurden pro- grammierbare C -Eingänge vorg&sehen. Dabei hat der Anwender die Möglichkeit anzugeben, hei welche Belegung dieser Ein- gänge die Ausgänge aktiviert werden. Diese ES-Eingänge sind dann sofort an die entsprechenden höherwertigen Adreßleitun- gen des Mikrorechnersystems anzuschließen. Der Ruhezustand läßt sich aber nur mit 0! U1» erreichen. Der Schaltkreis U2365D hat weiterhin die Möglichkeit, die Adressen in internen Latchcs zwischenzuspeichem. Mit dem Eingang AS (adress strobe) wird die Datenübernahme gesteuert, wobei bei MS = U]L die Adressen übernommen werden und so- fort auf die Ausgänge wirken. Bei Ä3 = U,,, sind die Adressen- eingänge vom Latch getrennt. Bild 14 und Bild 15 zeigen die Taktdiagramme für den Betrieb der ROM-Bauelemente; die wichtigsten Kennwerte sind aus Ta- belle 9 zu ersehen. cs 1T SXDXrL4 CE TCHDZ TOLDV  TOHOZ k- -i  ... Bild 14 Impulsdiagramm zum tJ2364D a CE o  9 d1 1 ,g   Bild 15 Impulsdiagramm zum weitere Zeiten wie 0 23640  U2365D 4.  Übersicht über Halbleiterspeicher des RGW-Sortiments Tabelle 10Ralbleiterspeicher desRGW-Sortfrnents Typ Techno- logie 1 ACC in ne Kapazität bit Funktion Standard U 202 NMOS 450 1024< 1 SRAM TGL 35333 .0 214 NMOS 200 1024 ><4 SRAM TGL 42232 U 215 NMOS 100 1024 ><1 SPAM. TGL 38995 OD. U224 CMOS 200 1024>< 4 SRAM TGL 42233 U 225 'NMOS 100 1024>< 1 SRAM, TGL 38995 T.S. U 253 NMOS 205 1024 x 1 DRAM TGL 32060 0256 NMOS 250 16K>< 1 DRAM TGL 38690 U 501 PMNOS 1000 256x8 ROM TGL 32057 U 505 NMOS 450 1024 X ROM TGL 34115 0551 PMOS 1000 256 x PROM TOT 32874 0 552 PMOS 1000 256 x 8 EPROM TGL 35838 0 555 NMOS 450 1024 x 8 EPROM TGL 37787 02164 NMOS 200 64K x 1 DRAM TGL 42234 U 2364 NMOS 300 8K>< 8 ROM TGL 43076 U 2365 NMOS 300 8K x 8 ROM TGL 43076 U2616 NMOS 390 2K x PROM TGL 43OVR 02716 NMOS 350 2K xl EPROM TGL 43077 0 2732 NMOS 350 4K x 8 EPROM TOt. 43809 U 6516 CMOS 150 2K x SRAM TGL 43922 K 132 RU4 NMOS 55 1024 x SRAM (SO) K 132 RE) NMOS 85 4K>< 1 SRAM (50) K 537 RU 1 CMOS 300 1024 x 1 SRAM (SO) K 565 RU 1 NMOS 200 4K x 1 DRAM (SO) K 565 RU 2 NMOS 450 1024,1 SRAM (SO) K 565 RU 3 NMOS 250 16K x DRAM (SU) K 565 RU 5 NMOS 120 64K x DRAM (SU) K 565 RIJ 6 NMOS 120 16K>< 1 DRAM (SO) K 573 RE 1 NMOS 450 1024 x 8 EPROM (51.1) K 573 RE 2 NMOS 450 2K>< 8 EPROM (SU) K 573 RF 5 NMOS 450 • 2K x 8 EPROM (SU) Uteratur [1] Typenblatt U 2164 C20/U 2164 C25, VEB ZFT Mikroelek- tronik Dresden. [2] Typenblatt U 2164 CS1, VEB ZFT Mikroelektronik Dres- den. [3] Uslovija postavki integral'nich schem tipa K 565 RU SB, W, 0, D (Lieferbedingungen für den integrierten Schaltkreis K 565 RU 5B. W, 0, D). [4] Uslovija postavki intqgral'nich schem tipa K 565 RU 613 W (Lieferbedingungen für den integrierten Schaltkreis K 565 RU 611. W). [5] Uslovija postavki integral'nich schem tipa K 565 RU 3A, 0 (Lieferbedingungen für den integrierten Schaltkreis K 565 RU 3A, G). [6] Technitscheskije uslovija postavki integral'nich schem tipa K 573 RF 21K 573 RE 5 (Technische Lieferbedingungen für den Schaltkreis K 573 RE 21K 573 RE 5). [7] Datenblatt »16K PROM U 2616 D/16K EPROM U 2716 C«, VEB Mikroelektronik »Karl Marx« Erfurt. [8] Datenblatt »32K EPROM U 2732 Co. VEB Mikroelektronik »Karl Marx« Erfurt. [9] Datenblatt »64K ROM 02364 D und U 2365 D«, VEB Mi- kroelektronik »Karl Marx« Erfurt. [10] Datenblatt »Amateur-Speicherschaltkreis S256 Ci<, VEB Zentrum für Forschung und Technologie Mikroelektro- nik. [11] '>Statische  Schreib-Lese-Schaltkreise  06516 DOlS, UI. 6516 DGI5 und UL 6516 DG25, Technische Bedingun- gen«, TGL 43922. SCHALTUNGSSAMMLUNG Füfifte Lieferung 1989 Kapitel 12 - Speichertechnik EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1) Blatt IM 1. Einleitung Solange FEROM (elektrisch löschbare ROM) nicht mit ähnli- chen Speicherkapazitäten und Preisen wie der EPROM verfüg- bar sind, werden EPROM-Programmiereinrichtungen ihre Da- seinsberechtigung bzw. Bedeutung innerhalb von Mikrorechner- systemen behalten. Im folgenden Beitrag wird ein universelles Programmiergerät vorgestellt, das am Beispiel des Kleincorupu- lers KC 85/2 erläutert werden soll. Aus der großen Anzahl häufig verwendeter EPROM-Typen wurden folgende hardware- und softwareseilig berücksichtigt: - U555, 2708, 2716, 2516, 2732, 2532, 2764, 2564 Die Anschlußbeleguig dieser Typen geht aus Tabelle 1 hervor. 2. Hardware Für das Betreiben des Programmiergeräts ist die Verfügbarkeit von 4 PlO-Ports notwendig. Zu diesem Zweck wurde ein P10- Modul aufgebaut, dessen Schaltung aus Bild 1 hervorgeht. Die- ser universell nutzbare Ein-/Ausgabemodal ordnet sich ein in das Modulkonzept des lCleinrechnersystems KC 85/2-3, Als Steuersignaltreiber und zur Adreßdekodierung wurden aus- schließlich Low-Power-Schaltkreise eingesetzt. Das ist notwen- dig, damit die zulässige Strombelastbarkeit der Stromversorgung des Grundgeräts in keinem Fall überschritten wird. Wie in Bild 2 dargestellt, werden die P1O-Ports in folgender Weise benutzt: Port 1: Übertragung der Datenbits 00 bis D7, Port 2: Bereitstellung der Steuersignale entsprechend Program- mierbedingungen,.. Port 3: Niederwertige Adreßleitungen (AU bis A7), Port 4: 1-löherwertige Adreßleitungen (A8 bis Al2) 3 Leitungen für die Auswahl des EPROM-Typs. Die Schaltung nach Bild 2 zur Erzeugung der Programmierspan- nungen und Spannungspegel, die Programmierbuchse nach Bild 3 und die Fassung zur Aufnahme der zu programmierenden EPROM wurden gemeinsam auf einer Universalleiterplatte (140 mm x 175 mm) untergebracht. In dieser Schaltung wurden fast ausschließlich CMOS-Schaltkreise eingesetzt. Ein Aus- tausch durch Schaltkreise anderer Technologien ist möglich. Die notwendigen Zeiten von etwa 1 und 50 ms werden von den Mo- noflops D7 und 08 erzeugt. Damit sind keine aufwendigen Zeit- berechnungen und Änderungen in den Treiberroutinen für den Fall notwendig, daß dieses Programmiergerät an ein anderes Rechnersystem angepaßt werden soll. Ausgangsseitig ist die Schaltung mit einer Programmierbuchse (Bild 3) verbunden. Der Autor nutzte eine 58pr1 ige Buchse für direkte Steckverbindungen. Als Stecker fanden die Kämme von alten Leiterplatten Verwendung. Diese Kodestecker wurden mit Brücken nach dem Verbindungsschema von Tabelle 2 verdrah- tet. Bild 4 zeigt die Verdrahtung eines Kodesteckers für den EPROM-Typ 17555. Die Betriebsspannungen und die Programmierspannung müssen extern bereitgestellt werden. Diese Spannungen werden über das Relais KI zugeschaltet. Eine Möglichkeit der Beschaltung des Kontaktsatzes wurde in Bild 5 dargestellt. 3. Software Die Software (Tabelle 3) hat einen Umfang von etwa 2 KByte. Das Programm muß ab Adresse 3800H abgelegt werden. Es hat den Namen »EPROM« und wird vom Grundmenü aus gestand. Vor dem Start muß der P10-Modul eingeschaltet werden (z. B. SWITCH CC 01), und der Kodestecker für den jeweiligen EPROM-Typ muß in der Programmierbuchse stecken. Der Com- puter meldet sich nach dem Start mit »EPROM-Typ:« und bringt zur Bestätigung für das Stecken des richtigen Kodesteckers den Namen des jeweiligen EPROM zur Ausschrift. Danach wartet Tabelle 1 Anschlußbelegwrgender ausgewähltenEPROM U555 2708 2516 2716 2732 2,532  2764 2564 Anschluß  Anschluß 1 Vpp Vpp 2 AU /CSI 1  A7 A7 A7 A7 A7 3 A7 A7 2  Ab Ah Ab Ah Ah 4 Ah Ah 3  AS AS AS AS AS 5 AS AS 4  A4 A4 A4 A4 A4 6 A4 A4 5  A3 A3 A3 A3 A3 7 A3 A3 6-  A2 A2 A2 A2 A2 8 A2 A2 7  Al Al Al Al Al 9 Al Al 8  AO AO A0 AO A0 10 All AO 9  DC DC DC P0 DC 11 DC DC 10  Dl Dl Dl Dl Dl 1 2 Dt Dl II  D2 D2 D2 D2 D2 13 D2 02 12  GND UND UND UND UND 14 UND UND 13  D3 D3 P3, 03 D3 15 D3 03 14  D4 04 P4 04 1)4 16 »4 1)4 15  D5 D5 D5 05 P5 17 05 1)5 16  D6 JD6 P6 D6 06 1 8 D6 1)6 17  P7 D7 D7 D7 07 19 1)7 1)7 1 8  Vpp PD, /CE /0'. All 20 iCE. All PGM 19  Vdd AlO AJO AtO AlO 21 AlO Ab 20  / CS / CS /on / OE, P0, 22 /01/ PD, Vpp PUM PUM 21  Vbb Vpp Vpp All Vpp 23 All Al2 22  A9 A9 A9 A9 A9 24 A9  A9 23  AS AS AS AS AS 25 AS  AS 24  Vcc Vcc Vcc Vcc Vcc 26 frei  \'cc 27 /PUM  /CS2 28 Vcc  Vac VssUND. Vdd +12V. Vbb -5V, vcc=+5V, Vpp *25V bis +26V Tabelle 2 Verdrahtung der Kudesterker EPROM- Typ Verdrahtung der Kodestecker EPROM- Typ Verdrahtung der Kodestecker U555: A 1-0 1 2708: A 5-B 1 A15-B 9 ALS-ß 9 A19-B13 A19-1i13 A17-1317 A17-1117 .424-B21 A24-B21 2516: A 2-8 1 2716: A 7-13 1 A10-'B 9 Alb-lt 9 All-B]3 All-1313 A20-1117 A21-1117 A23-B21 A23-821- 2532: A 3-'B 1 2732: All-Il 9 Al2-11 9 Alt-013 All-B13 A22-817 A18-B17 Al2-'821 A23-B2l 2564: A17-B 5 2764; A18-B25 A 4-13 1 All-B13 Al2-'13 9 A 6-8 1 All  B13 Al2  B21 A18-B17 A13-B 5 A13-B21 A21-'B17 A20-B25 A29-B 9 SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 12 —Speichertechnik EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2)  12-9 0 o 00 C ot  cl 0 2 E .0 0 cl, r n 2 4  e—'ov  1 In Q C0 0.o  9 UI r4   0 0 = i1 003 L x 9 1 — In UI UI && I: L rf - h IN 0 §- 0l -‚ ‚0 0 ID 9Ffl 1 Ej 9   IN (0 0- 1 t1 1" Lo . — der Computer mit der Ausschrift »RAMADR VON:« auf die An- fangsadresse des RAM-Bereiches, mit dem gearbeitet werden soll. Nach Übernahme von 4 Hex-Ziffern wird die Eingabe der Endadresse verlangt mit der Ausschrift »RAMADR BIS:«. Nach der Aufforderung »EPROM STECKEN!« baut der Computer fol- gendes Menü auf: »RAUS (Y/N)« —Möglichkeit zum Verlassen des Programms; »LESEN (Y/N)« —EPROM-Inhalt kann in den ausgewählten RAM-Bereich übertragen werden; »VERGL (Y/N)« —es ist ein Vergleich des EPROM-Inhalts mit dem Inhalt des ausgewählten RAM-Be- reichs möglich; »TEST (Y/N)« —der EPROM-Inhalt kann auf FFH (ge- löscht) geprüft werden; »PROG (Y/ N)« —es kann der EPROM mit dem Inhalt des ausgewählten RAM-Bereichs programmiert werden. Bevor es zur Ausführung der gewählten Funktion kommt, wird zur Sicherheit gefragt, ob der EPROM richtig steckt. Das Pro- gramm »EPROM« wird in der Regel nach ordnungsgemäßer Ausführung der Funktion durch einen Sprung in das Grund- menü verlassen, Im Fall von Fehlern wird das durch eine ent- sprechende Bildschirmausschrift deutlich gemacht. Es ist dann mit RESET in das Grundmenü zurückzukehren. Ein Hinweis darauf, welche Speicherzelle(n) fehlerhaft ist (sind), wird nicht gegeben. Tabelle 3 Hex-Dwnp der Software für das Prog,ammiergeräz 3800 712 7P 45 50 52 4V 4D 01 - .EPROM. 3A00 07 CD 02 39 CD 70 39 Cl) ‚‚.9.59. 3808 ES C5 05 ES OD 85 PD ES 3A08 90 38 70 03 09 70 03 08 ‚85.0 - - 3810 01 1V 00 21 CO JE 11 81 ...  !.?. 3A10 08 05 08 05 00 77 00 013 w. - 3318 ‚JE 38 00 77 ED 30 38 OF 7w... 3M8 23 ED Al EA DA 3A CD 78 0 ..‚:  X 3820 03 OA 38 PF 03 OB 38 CO 3A20 38 09 38 4E 03 07 CD 02 3.0.  ‚  - 3823 03 OB 38 PF 03 06 38 01 3A23 39 CD A9 38 CD 90 33 7C 9, .3. .86 3830 03 06 CD 78 38 38 07 03 .  -  -  ‚< 8, 3A30 03 09 70 03 OB OB 05 08 3838 07 03 06 03 DA 03 08 OB 3A33 05 OD 77 00 OD 23 ED Al -  .w,  ‚#.  -. 33400908 JE 08 3F OB JE OB 3A40 EA 2F ‚JA 00783809 CD 3848 3F 03 JE 32 ES 3V P8 00 7,72,7.. 3A43 80 38 CD 03 P0 23 20 20 .8... 3850 CA 2A 38 P8 04 CA 68 JA ‚*;‚   -  ‚h: 3A50 20 20 20 20 45 50 52 4V 8880 3853 P8 02 CA EA 3A EI S 06 CA 3A58 40 20 54 79 70 JA 20 20 0-lyp 3860 CA 3A FE 01 CA AA 3A P8 .  ....... 3A60 32 37 31 36 00 03 48 311 2716.. 8; 3863 05 CA DA 38 P8 03 CA 47 0 3A68 CD 80 38 CD 03 P0 23 20 .  .8.., 3870 3A P8 07 CA 89 3A 18 98 '  ------- 3A70 20 20 20 20 20 45 50 52 EI ' R 3878 38 P8 03 04 32 EA 3F 09 ‚‚.2.?. 3A78 4? 40 20 54 79 70 3A 20 08-Typ: 3880 38 CC CD 03 ED 00 06 04 3A80 20 32 35 31 36 00 03 48 2516.8 3888 CD 03 P0 20 10 FA 06 28 ( 3A88 33 CD 80 38 CD 03 P0 23 ;   ‚.8.  -  - 3890 CD 03 ED 23 SE 00 10 F8 ..‚  4  -  - 3A90 20 20 20 20 20 20 45 50 EP 3398 CD 03 P0 20 09 ED 43 84 K. 3A98 52 4F 40 20 54 79 70 JA ROM-Typ 38A0 3V 2A 86 3F OD 2A 80 3V 7*,7*,7 3AA0 20 20 32 37 33 32 00 03 2732., 38A8 09 3A EA 3F C8 37 32 LA .:.?..2. 3AA8 48 33 CD 80 38 0003 FO I I ;,  .8... 38110 3V 03 04 09 3E 4F P3 07 7.-  .0.. JABO 23 20 20 20 20 20 20 45 4 3838 CD 02 39 CD 70 39 CD 90 - .9.69.. 3AB8 50 52 4F 40 20 54 79 70 PROM-typ 3800 38 70 03 09 70 03 08 OB Ob . . Ü . - . 3ACO 3A 20 20 32 37 30 38 00 2708. 3808 05 08 05 FE EV 04 63 39 c9 3AC6 18 78 CD 80 38 CD 03 P0 .13,  .8.,. 3300 00 23 ED Al. EA Cl 38 CD .4.. -  .8. 3ADO 23 20 20 20 20 20 20 45 4  8 3008 78 33 09 38 4V 03 07 CD x8.0.,. 3A08 50 52 4F 40 20 54 79 70 P0i' i-Vyp 3880 02 39 CD A9 38 CD 90 38 .0, .8. .8 3AEO 3A 20 20 32 35 36 34 00 :  2564. 3388 70 03 09 70 03 08 08 05 ö.  . ii .... 3A88 18 58 CD 30 38 CD 03 P0 -81 33V0 08 05 P8 PF 04 63 39 01) c9. 3AFO 23 20 20 20 20 20 20 45 4 38P3 23 ED Al EA 88 38 CD 78 4.,. .8.x 3AF8 50 52 4E 40 20 54 79 70 880M-Typ 3900 38 09 JA CA 3? CB 97 03 8.  ----- 3800 3A 20 20 32 35 33 32 03 2532. 3908 04 32 EA 3F 38 FF CD 03 .2.?.  -  . 3308 18 38 CD 80 38 CD 03 P0 -  ‚.8,  -  - 3910 PC 14 09 38 4? 03 07 CD ‚.0,  - 3810 23 20 20 20 20 20 20 45 #8 3918 02 39 CD 70 39 CD 90 38 .9.ö9. .a 3318 50 52 4F 40 20 54 79 70 PI t08-' i' y, 3920 70 03 09 70 03 03 OB 05 6..0 .... 31320 3A 20 20 32 37 36 34 00 :  2764, 3928 08 05 00 38 00 C4 63 39 c9 3828 18 18 CD 80 38 CD 03 FO .  -  .  .8.  - 3930 OD 23 ED Al F 20 39 CD ‚4...  9, 3630 23 20 20 20 20 20 20 45 4  8 3938 78 38 09 38 4V 03 07 CD x8.0. - 3838 50 52 4V 40 20 54 79 70 8808-Typ 3940 02 39 CD A9 38 CD 90 38 .9, ‚8, .8 3640 3A 20 20 55 35 35 35 00 :  0556. 3948 70 03 09 70 03 08 OB 05 6 ..' ü . . . 3B48 CD 03 CO 20 06 14 CD 03 3950 03 05 DD 38 00 04 63 39 c9 3650 FO 23 5V 5? 00 10 P7 06 .4.  - 3958 00 23 ED Al EA 48 39 CD .4.  -  .119. 3858 02 CD 03 CO 2C 10 FA CD 3960 78 38 09 ES CD 03 P0 23 x8.....# 3560 03 P0 23 52 41 4D 41 44 ‚ . #RAMAD 3968 45 72 72 6? 72 21 21 21 Error!  ! 3363 52 20 20 20 20 76 6F 6E 8  von 3970 46 65 68 6C 65 72 21 21 Fehler!! 3B70 3A 00 CD 03 P0 04 32 P0 -  .....2. 3978 21 00 Pl CO JA EA 317 CB 3378 312 CD 03 P0 00 0003 P0 ' ....... 39806V 32 EA 3F 030409 3A .2?.,: 3630 0432 Vi JE 0003 ED 00 .2.' ... 3988 EA 3E CD 87 32 EA 3V 03 .7. .2,?. 3388 CD 03 ED 04 32 E2 3V CD .  .  .  .2.?, 3990 04 C9 3A EA 3F OB A7 32 ...-  .?..2 3B90 03 P0 00 CD 03 P0 04 32 2 3998 EA 317 03 04 C9 38 0V 03 .' 3898 P3 3V CD 03 P0 00 11 ED .'  ...... 39A0 07 7C 03 09 7003 08 OD .6.11... 36A0 3V CD 0 ED 18 21 97 87 '  ....... 39A8 7E 00 03 05 09 JA EA 3F 13 ......7 3BA8 78 32 80 3V 23 78 32 El 132,74132. 3980 C6 9E D3 04 OB 0V 32 EA 2. 3860 JE CD 03 P0 2C CD 03 FO 3988 3V 03 04 013 04 CD 47 20 ' .....0 3668 23 20 20 20 20 20 20 20 39C0 FA C9 3A EA JE Cl] AF 03 38C0 20 20 20 62 69 73 JA 00 b is:. 39C8 04 CO EV 32 EA JE 03 04 ...2.?., 31303 CD 03 P0 04 32 P4 3F CD 3900 C9 3E 4F 03 07 C5 06 Al .0 3800 03 ED 00 013 03 P0 04 32 2 3908 ED CB 00 46 10 FA Cl CD -  .  .V.  .  -  . 3803 ES DV CD 03 P0 00 CD 03 .'  ...... 3980 P2 39 OD 23 Co Al C9 3A .9.4..., 3B80E00432P63PC303F0 .2.?... 3908 EA 3V CO P7 32 EA 3V 03 .?..2.?. 3608 00 CD 03 P0 04 32 Vi 3V 2.? 39F0 04 09 JA EA 3? 06 PF 32 2 313V0 CD 03 P0 00 11 P4 3V CD 39V8 EA JE 030409 JE 4F 03 .' ...0. 33F8 03 P0 1821 97 8778 32 132 SCHALTUNGSSAMMLUNG '  Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 12 - Speichertechnik \ 1210 EP ROM-P rogrammierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 3) 3C00 82 3P 23 JE 32 83 JE 06 ‚7#32.7 3800 05 CA 68 3V PC 03 CA 4E . .k?.  . 3C08 02 CD 03 P0 2C 10 FA CD 3808 38 PC 07 CA 89 3P C3 7C 3C10 03 P0 23 45 50 52 4F 40 . .#EFROM 3810 3D JA 88 3F PC 00 CA 00 ='  .... 3C18 41 44 52 20 20 76 6V 68 ADR  von 3818 3F FE 04 CA 00 38 P8 02 ' ...... 3C20 3A 00 CD 03 P0 04 32 P8 2 3820 CA 40 3V FE 06 CA 48 3F .? ... 9? 3C28 3P CD 03 P0 00 CD 03 P0 ' ....... 3828 P6 01 CA 53 3V P8 05 CA . .  .8?. 3C30 04 32 F9 3P CD 03 P0 00 .2.' 3830 83 3V P8 03 CA 91 38 P8 .' ..... 3C38 CD 03 P0 04 32 FA 3P CD .  .  .  .2,7 3838 07 CA 92 3V C3 7C 3D CD 3C40 03 P0 00 CD 03 P0 04 32 2 3840 66 38 CD OD 38 CD A9 36 t. .8. .8 3C48 P0 3P CD 03 80 00 11 P8 .' .....' 3848 CD 84 38 C3 7C 3D CD 66 . .8.ö=.f 3C50 3P CD 03 P0 1821 97 87 ' ....... 3850 38 CD A9 38 CD 13 39 C3 . .8. .9. 3C58 78 32 86 3 23 7E 32 87 02.?#32 3858 7C 3D CD 66 38 CD A9 38 5=. f. .8 3C60 3P 2A 82 3V ED 5D 80 38 7* .? .X.? 3860 CD P0 39 03 7C 3D CD 03 ‚.9.5=. 3C68 ED 52 lt 01 00 19 22 84 .8 .... 3868 P0 23 20 53 74 65 63 68 .  Stock 3C70 3V CD 03 P0 2C CD 03 P0 ' ....... 3870 74 20 45 50 52 4F 40 20 t EPROM 3078 23 20 20 20 20 20 20 20 # 3878 72 69 63 68 74 69 67 3F richtig? 3C80 20 20 20 62 69 73 3A 20 b is:- 3880 28 59 29 00 CD 03 FO 2C (Y)  ..... 3C88 45 68 64 65 2D 00 06 02 Ende-., 3888 CD 03 P0 04 P8 59 C8 18 7. 3C90 CD 03 FO 2C 10 FA CD 03 3890 P7 CD 66 JE CD 02 39 CD . .f. .9. 3C98 P0 2320 20 20 20 20 20 .# 3E9b 90 38 CD 7C 39 CD 92 39 a.59..9 3CAO 2A 45 50 52 4F 4D 20 73 *EPR0M s 3EAO CD 90 39 CD AD 39 CD A9 .  .9. .9.. 3CA8 74 65 63 68 65 6E 21 2A €ecken!* 3EA8 38 CD Dl 39 CD 7C 39 CD 8,.9.ö9. 3C30 00 JE PF CD 03 P0 14 06 3880 87 39 CA A0 38 CD 78 38 .9.. .x8 3C88 02 CD 03 P0 2C 10 FA CD 3888 C3 7C 3D CD 66 38 CD 90 '  .5. f.. 3CCO 03 P0 23 2A 52 61 75 73 . . PRaus 3EC0 38 CD 34 38 C3 7C 3D CD 3CC8 20 20 28 59 2? 48 29 00 (YI N). 38C8 66 38 CD 13 39 C3 7C 3D f..9.6- 3CD0 CD 03 P0 04 PC 59 CA 7C Y.ö 3ED0 CD 66 3E CD 02 39 CD 92 .t.  .9.. 3CD8 3b P8 4E 20 P3 CD d3 FO =.N  . . . 38D8 39 CD 90 38 CD 90 39 CD .9. 9-8..9. 3080 2C CD 03 P0 23 2A 4C 65 . . . VLe 3EE0 AD-39 CD Dl 39 CA DC 3E .9..9.. 3CE8 73 65.68 20 28 59 2V 4E sen  (? /N 3888 CD 78 38 C3 7C 3D CD 66 .x8.6=.f 3CPO 29 00 CD 03 P0 04 P8 59 )  ......Y 3680 38 CD PD 39 C3 7C 3D C3 . 3CF8 CA 86 3D PC 48 20 P3 CD N  . 3EP8 4A 3V C3 40 3P C3 50 3P J?.M7.P? 3D00 03 P0 20 CD 03 P0 23 2A # 3F00 CD 66 38 CD 02 39 18 40 f..9. 3003 56 65 72 67 6C 20 28 59 Verg]  (7 3F' 08 3A EA 3V CD 7C 39 CD A9 '  ...9.. 3010 2? 48 29 00 CD 03 P0 04 /N) 3P10 38 32 CA 3P D3 04 CD 90 82.' .... 3018 P8 59 CA 23 3D PC 4E 20 .7. .=.N 3F18 30 CD 90 30 CD C2 39 DB 8 .... .9. 3020 P3 CD 03 P0 2C CD 03 P0 3P20 04 C8 47 20 FA DD 23 ED .0  ..#. 3D28 23 2A 54 65 73 74 20 20 #*TesL 3P28 Al EA 19 3V 10 AF 38 20 3030 28 59 2V 42 29 00 CD 03 (Y/Nh. 3F30 ES CD 78 38 CD 13 39 C3 D38 P0 04 PF 59 CA 89 3D P6 ... y..-. 3P38 7C 3D 1$ 38 18 42 18 49 5=8.13.1 3040 48 20 P3 CD 03 P0 2C CD N 3P40 18 50 18 30 13 3A 18 41 .8.0. 3048 03 P0 23 2A 50 72 GP 67 . . #Prog 3P48 18 48 C3 88 38 C3 82 38 .0.... 3050 72 20 28 59 2? 48 29 00 r  (Y/N). 3F50 C3 C7 38 C3 00 3F CD 66 3053 CD 03 P0 04 PC 59 CA 11 ..... 7 3P58 38 CD OD 38 CD 08 38 03 ‚.8. .8. 3060 3E PC 48 20 P3 06 04 3E .N  ... 3P60 7C 3D CD 66 38 CD 22 3A 3068 08 CD 03 P0 00 10 P8 06 3F68 C3 7C 3D CD 66 38 CD 38 .5. f.; 3070 OC 38 08 CD 03 P0 00 10 3F70 39 C3 7C 3D CD 66 35 CD 9.ö=.f. 3070 P0 C3 89' 30 CD 03 P0 20 3F78 OD 38 CD 84 38 C3 7C 3D .8. .8.8 3000 P0 El OD El Cl Dl Cl Pl 3P80 CD 66 35 CD P0 39 C3 7C .f. .9.5 3088 CO 3A 58 3? P8 00 CA P7 .  '  ..... 3P88 3D CD 66 38 CD 13 39 C3 . f. .9. 3090 38 PC 04 CA 08 38 P8 02 3P90 7C 3D CD 66 38 CD 02 39 5=. t. .0 3098 CA 3A 3P PC 06 CA 42 3P .  .....8? 3F98 CD 90 38 CD 92 39 CD 9 ‚  ..  .9.. 30A0 PC 01 CA 4A 3P P8 05 CA .  .  . J?.  . 3PAO 39 CD A0 39 CD 37 39 CD 9. ' 9.. 9. 3DA8 56 3F PC 03 CA 3F 38 £8 7? 3FA8 Dl 39 CA 90 3P CD 78 38 3080 07 CA 74 3P 18 CC 3A £8 ..t?..: 3F130 C3 7C 3D 18 OD PF PF PF .5 ...... 3088 3P PC 0.0 CA FA 38 PC 04 3PB8 PF PF PF PP PF PF PF PF 3000 CA PC 38 PC 02 CA 3C 3P 3PCO PF PP PF PF PP PF PF PF 3DC8PU06CA443PPE01CA ‚..D?,.. 3PC8PPPPPPPFPPPPPPPF 3000 41) 3P P5 05 CA 62 3P P2 8?.. .b ? 3PDO PF PP PP PF PF PF PF PF 3003 03 CA 5A 38 PC 07 CA 80 .  .8...  - 3PD8 PF PF PF PF PF PF PF PF 3080 3P 18 90 3A 88 3F P8 00 ' ....... 3F80 PF PF PP PF PF PF PF PF 30E8 CA PD 38 PC 04 CA C7 3E 3FE8 PF PP PF PF PF PF PF PP 30P0 PC 02 CA 32 3P P8 06 CA 3PPO PF PP PF FF PF EP PF PF 30F8 46 3P PC 01 CA 50 3P PC Pl.. .8? 3PP8 PP PF PP PP PF PF PP PP Part 4 (P102Port 8 r— 1  u 20 (B5)49   555 - 1  -   it V01    VOl  SAH 43   J   v02,v03v04 SAH 42 VD5,VD6,7  SAV 32   T'VD3  1 tli   5'DS r  iv04 t  11 8 Y06   1 zur Programm er o fassung 2708   5 2554  4 L PIN 2 ( 2564 2764/ '-R3 3 X 2.41<   1 271 0 frei   mi   8 0 oSP  0 9 PGM o—  • PIN18 (20) 1 10 0 11 0 — All   p12 .412 p13 0 0_• PINI9  21 VPPjs   014 0 016 0 p17 0_.4 PIN2O(22) PGMtr o '12VREL   19 •_ p20 0 021 0_4 PtN21  (13) p22 0 Y!  23 0 p25 0_4 '2564' PIN272754) o26 p p2? p 028 0 29 0 Bild 3  Vorschlag zur Signalbelegung der Programmierbuchse (Sicht auf Kontakte) 00000001 000?L000 000 00000000 9 00000000000001 0 01 0000 00000 2345678 910111213141515r/181920112223242526272629 Bild 4 Kodestecker für Ei 555 4cm Netzteil +5V/USA  -SV/SOmA  • 12V/SOmA  t255V/SOmA 1 tOCp/ IOV •J5 0  °Di Dt SP   4112 S-1 PR % II fassung -- * (VPP, C) P1424 26 ftI Hugrammer - Vol  buch se I/ VOA 3 -SVREL. A24 Bild 5 Relais-Kontaktsatzhe- sch altung Prinzipiell ist der Programmaufbau derart, daß nach Auswertung der Informationen am FlO-Port 4 in das entsprechende EPROM- Programm verzweigt wird. Wichtige vereinbarte Speicherzellen: 3FEOH: Beginn RAM-Bereich 3FE2H: Ende RAM-Bereich 317E411: Bereichsgröße 3FE6H: EPROM-Anfangsadresse 3FE8H Kennbyte für EPROM-Typ 3FEAH: Steuerinformation Die P1O-Port-Adressen lautem OSH: Fort 1D 0711: Fort IC 0414: Port 2D 0611: Part 2C 0811: Port 3D OAH: Fort 3C 0911: Port 4D OBLI: Fort 4C Port 2 und Part 4 arbeiten im bit-Mode, Port 1 wird im Wechsel von Byte-Ausgabe auf Byte-Eingabe umprogrammiert, und Fort 3 arbeitet in der Betriebsweise Byte-Ausgabe. Das Pro- gramm funktioniert interruptfrei. Es ist prinzipiell möglich, die Software für andere EPROM-Ty- pen bzw. für andere Mikrorechner umzuarbeiten, jedoch läßt sich das mit dem abgebildeten Hex-Dump nur relativ schwer rea- lisieren. Das Abdrucken von 10 Seiten Quelltext ist aus Platz- gründen nicht möglich. Damit es bezüglich der zeitlichen Verhältnisse bei den verschie- denen Ef' KOM-Typen nich t zu Mißverständnissen kommen kann, sind in Bild 6 die wichtigsten Zeitbedingungen zusam- mengefaßt. s 41/3  41/4 12P 25,5 4 Programmier -  Progromrnier - buch se  Spannung +12 VP EL Alt SCHALTUNGSSAMMLUNG  Fünfte Lieferung  1989 Blatt Kapitel 12 - Speichertechnik 1 241 EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 4) R0GRAMMIEREN VERGLEICHSLESEN LESEN BEMERKUNGEN 0555   +1 2V- (20) -.  07 - wäh rend  der Zyklen   - Daten 01 wirns *1 w =1 00ms (für U 55 =sor) nich t  möglich l2Ons 40  49 _fSStfl !i___.' ( VPP 251 6 _- Adressen r 1 40. 1 2Sns .25V - so2fiS VPP(21 ) 20) • 5V  - (1 8)  0V - ____- .....- SOms --------- Dø.  07 —güIti------ --- Dolen gult,g Daten D PP(21 v)2 i ±IH ' DO.  07 ngdlti 2564   :isv_ .- -.   & Csl VPP( 1 •SV (20 lw SOmS±SmS VPPI 1 -5V __________________ -  .  2ps CEGM OV 1 5V (20)  DV / 2 V -   -_-_  fl (20)   YV i 2732  _________ — E   Isp .51 CE 2764   .2sv SV  soms PGM(27) ov Sv Bild 6  Darslellung der tich ligslen Zeitverh ältnisse für die ausgewäh llen EPROM 4.  Nutzerhinweise Das EPROM-Programmiergeriit hat sich in der Praxis gut be- währt, zumal die vorbereitenden Handgriffe für das Programmie- ren gering sind und die Arbeit mit dem Programm anwender- freundlich unterstützt wird. Beim Programmieren, Lesen oder Testen größerer Mengen EPROMs stört die Tatsache, daß Adres- sen bei jedem EPR0M neu eingegeben werden müssen. Im »Hausgebrauch« des Amateurs macht sich dieser Umstand hur selten nachteilig bemerkbar. Bei der t)berlegung, welcher Speicherbereich für die Ablage des Programms am günstigsten erscheint, wurde davon ausgegangen, daß eine Speichererweiterung keine Bedingung sein soll. So bQt sich der hintere Bereich des für den Anwender nutzbaren RAM- Bereichs an. da er z. B. während der Arbeit mit dem EDAS bzw. dem BASIC-Interpreter geschützt werden kann. Im Programm gibt es zwischen den EPROMs 2708 und U555 keinen Unterschied in der Programmierzeit, da sich bei prakti- schen Versuchen ergeben hat: Die Programmierung des 2708 mit einer Programmierzeit von 50 ms je Byte, die identisch mit der vorgeschriebenen Program- mierzeit von 50 ms für den U 555 ist, hatte keine Probleme be- züglich des Datenerhalts über einen längeren -Zeitraum zur Folge. Soll der 2708 mit der vorgeschriebenen Programmierzeit von 100 ms programmiert werden, ist auf Adresse 3F07H der Wert 8011 einzutragen. Inzwischen wurde im Handel das Angebot an Zusatzmodulen für den KC 85/2 bzw. KC 85/3 durch einen Digital-IN/OUT-Mo- dul (MOOl) bereichert. Mit diesem Modul kann das System um 1 P10 und 1 c'rc erweitert werden. Es ist möglich, mit 2 derarti- gen Modulen den im Beitrag vorgestellten PIO-Baustein zu er- setzen. Jedoch muß dann im Programm das wechselseitige Ein- und Ausschalten der beiden Module mit dem CAOS-Unterpro- gramm MODU (UP-Nr. 2611) berücksichtigt werden. Dazu ist aber das Neuübersetzen des Programms notwendig. Möchte man ein PIO-Modul mit anderen I/O-Adressen erwen. den, benötigt man alle Programmadressen, unter denen diese Adressen eingetragen sind (Tabelle 4). Tabelle 4 J/0-.4ustauschadressen PUR] IC  383811 PORT2C: 382DH PORT3C: 3821H 3813711 383111 383CH 381)Fk1 383AH 391611 PORT31): 38C6H 393EH PORT21): 3878311 39ED}l 39A0H 3883211 392511 19D411 390811 194DM 39A0H 3985H 39A611 3A24F1 3990H 3A0FH PORT1D: 38C811 399BH 3A34H 38CA11 39B311 32EF11 39BÄII PORT4C: 382511 38E111 39BC11 3829H 3927H 39C8H 383ER 394FH 39CFH 395111 39P011 PORT4D: 3840H 39AB11 39FBH 38C3H 3AII1 3F1511 38EA11 3.41383 3F20H 3922H 3A361-8 394AH 3A38H 39A311 3.43111 3A0C11 Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch KM, xaccenis'n MarHnTocl,oa KM, KOJ1eKC Mopse MM, K0MMyrnpylonsa2 MaTprnta MM, KoggeacaTop öyMazno-MacjanhIü KMB, Konneuen- rop MeTaJulo-öyMaxtIhlh KMJIH, xoM,!neMeIlTap1Io-MH KM3, xa6epuern'tectcna MtlKp03neKrpoImKa MMM. Ko344nIt1leHT HeJInHellttbIx rtcxa*ennfi KHMJI, KncceTIlLlf, Hntonr{Tejt8> un Marsm'rnoü .TIeHTe K11I1 KoppeIcl»tlt HuaKo'sacToTHblx npeablcKaxcerluh KH4', KoIrajoI{KTIsoTlaa FIopMaabIIaH &opr1a KO, KaTacTpo4n sqecKi4h 0TK3 KOBOJI KUH, t<o onepauun KOq, Ko34Jc1,nittse}{T oTuocssTejtbnoö 'qyncrnuTem,Hoc-rtl MII, xainsöporsaiirirnfs nponoi MII, KnannmlTbIä lLyJtbT KUflA, Ko94xbnunelrr uoae3Horo 4eBcTssF82 awrelmbt KIIJIU. ]caIIaJl upsMoro 4ocryna 8< lTaMwrls KUflfl, Korrrpo.trlep npstMoro JocTylia Ic naMwru KflK, Kon4encaTop ncTpoeqHrnü xepaMnqecKnh KEIM, KonTpolrlep ynpaoiler 112 IleqaTaloritefs Mamnmcoß KUH, xo34,ttHttuewr rlepa$equ lsanpsllKenmI KHH, KoM6HtlatwomIaH3 Kants npneMa Ml', Knaplteablä penollaTop  - K, Ko}tTpojlbllhlii paapxjt KC, KoIITpoa.3ep KCC, KoMnjeKcHatß cTepeocurtta KCY, KossnjleKcnax c}tcTeMa ynpaaJlenna KT. rcaöern,Hoe TesIeawteFnle KY, KBaJtpaTVpIlhlü ycltJTUTe.'Sb KY. Koirrarrupylotuee ycrpoüc-rao KYB, tcpeM}TuenbIü yf]parrnseMblh nbtnpsiainrein, KYM. Knloqeahtn ycHJIWreJih MolnnocTH Kq, KoppejiMunoHnas 4,y1tK1H KIjBB, icotponep iri4,poro Boa-isbeoosta Kt, xoIITponhHasI qacToTa KIIIB, KJIaB11a'rypHo-WIs3paTOpHbl1f 6noK 1(3, xoyuspysortttsh anessetrr K3, KOtrettcaTop nnexTpoJTssqecKHft Kassettenmagn etbandgerät Morsealphabet Schaltmatrix Papier-Öl-Kondensator MP-Kondensator, Metall-Papier-Kondensator CMOS. Komplementär-MOS (engl. complementa' MOS) kybernetische Mikroelektronik k, Klirrfaktor Magnetbandkassetten-Speicher Korrektur von NE-Verzerrungen KNF, konjunktive Normalform Katastrophenausfall Cobol Befehlskode relativer Empfindlichkeitskoeffizient Eichleitung Tastatur Antennenwirkungsgrad DMA-Kanal DMA-Steuerung Keramiktrimmer Druckersteuerung Spannungsübe rtragu ngskoeffizient kombinierter Empfangskanal Quarzresonator Steuerbit Verbindungssteuerung vollständiges Stereosignal komplexes Steuerungssystem KTV, Kabelfernsehen Qu adraturverstärk er Fassung Thyristor getasteter Leistungsverstärker KF, Korrelationsfunktion Digitaleingabe- und -ausgabesteuerung - Kennfrequenz Tastaturkodiereinheit Kodierer - FIko, Elektrolytkondensator