Progettazione Amplificatore Operazionale in teconologia CMOS

Università degli Studi di CataniaCorso di Laurea in Ingegneria Elettronica N.O. Amplificatore operazionale a due stadi con coppia differenziale a canale p con carico a specchio e stadio di uscita CMOS in classe AB. A.A. 2004-2005 Corso di Microelettronica Ingegneria Elettronica N.O. Prof. Ing. Pennisi Salvatore Gruppo di lavoro: Fidone Vincenzo Giuffrida Giuseppe Greco Giuseppe Francesco Agatino L’Episcopo Gaetano 615/001060 615/000861 615/000414 615/000440 Introduzione Lo scopo del nostro lavoro è quello di progettare un amplificatore operazionale a due stadi, dove il primo stadio è costituito da una coppia differenziale a canale P con carico a specchio mentre il secondo è uno stadio di uscita CMOS in classe AB. La topologia circuitale richiesta consta quindi di: ● Coppia differenziale PMOS con carico a specchio NMOS ● Stadio di uscita CMOS in classe AB migliorato con source comune Le specifiche richieste prevedono una realizzazione di un amplificatore in grado di ottenere: ● Guadagno in DC maggiore di 60dB ● Prodotto Banda Guadagno maggiore di 10MHz ● Margine di Fase di 70° Facendo uso di un’alimentazione di 5 Volt e dovendo pilotare un carico sia di tipo resistivo (RL=1kΩ) sia di tipo capacitivo (CL=10pF). Nella relazione verranno discusse la progettazione carta e penna e le simulazioni al calcolatore. Gli aspetti caratterizzanti il circuito che verranno presi in considerazione sono: ● Punto di lavoro; ● Offset sistematico; ● Dissipazione di potenza statica; ● Diagrammi di Bode di Guadagno e Fase; ● Rumore equivalente in ingresso; ● CMRR; ● PSRR+ e PSRR-; ● Dinamica; ● Risposta al gradino (Slew Rate e Tempo di assestamento); ● TDH per una sinusoide posta in ingresso a differenti frequenze e ampiezze. Per la simulazione abbiamo utilizzato il simulatore PSpice versione 9.2, mentre per i transistori MOS abbiamo utilizzato i seguenti modelli: ● NMOS: Lmin=0.8µm , Wmin=1.2µm , KN=µnCox =95µA/V² , VTN=0.7V. ● PMOS: Lmin=0.8µm , Wmin=1.2µm , KP=µpCox =32µA/V² , VTP=-0.8V. 2 Equazioni di progetto e di dimensionamento Abbiamo iniziato a progettare il circuito tramite calcoli eseguiti “carta e penna” cercando di avvicinarci attraverso le equazioni di progetto fondamentali al comportamento reale del nostro amplificatore e alle specifiche richieste. Lo schema del circuito risulta quindi essere il seguente: Nel quale, il primo stadio è costituito dai transistori PMOS M1 ed M2 che rappresentano la coppia differenziale d’ingresso, dai transistori NMOS M3 ed M4 che rappresentano il carico a specchio della coppia differenziale M1-M2, e dai transistori PMOS M5 ed M6 che formano lo specchio che ci polarizza, “specchiando” la corrente data dal riferimento di corrente IB, i transistori M1-M2-M3-M4. Abbiamo polarizzato il gate di M2 (morsetto non invertente) con una tensione di 2.5V, pari alla massa analogica. Il secondo stadio è invece costituito dal transistore NMOS M8 (un source comune che ci pilota lo stadio di uscita), dai transistori PMOS M5 ed M7 che formano lo specchio che ci polarizza, “specchiando” la corrente data dal riferimento di corrente IB, i transistori dello stadio di uscita, e dai transistori M9-M10-M11-M12 che formano lo stadio di uscita CMOS in classe AB. La resistenza di carico RL è stata poi posta a massa analogica, in modo che connettendo a Buffer il nostro amplificatore lo corrente su di essa sia trascurabile e quindi in polarizzazione avremo: ID11 ≅ ID12 Per quanto riguarda la connessione dei Bulk dei nostri transistor, nei PMOS, essendo realizzati,nel nostro caso, in un processo N-Well, abbiamo cortocircuitato il Bulk con il Source per annullare l’effetto Body e gli altri effetti parassiti causati dalla tensione esistente fra Bulk e Source; negli NMOS siamo costretti, invece, a porre il Bulk ad un potenziale fisso per tutti i transistori, e la scelta deve cadere su VSS (massa), cioè poniamo i Bulk degli NMOS a VSS, in modo tale da eliminare il suddetto effetto 3 Body nei transistori M3-M4-M8, ciononostante avremo questi effetti parassiti nei transistori M9-M11. Partendo dalle specifiche che ci sono state date nel progetto ricaveremo quelli che sono i parametri fondamentali del circuito come le transconduttanze, le correnti e i fattori di forma di ogni transistore MOS presente, inoltre compenseremo il nostro circuito. Guardando i dati che abbiamo a disposizione, abbiamo deciso di partire dal rumore del nostro amplificatore per poi ricavarci il valore di gm1,2 . Esso sarà circa uguale a: ( S 0 ≅ 2 S1, 2 (g m1, 2 r(1) g m8 r( 3) ) + 2 S 3, 4 g m3, 4 r(1) g m8 r( 3) 2 ) 2 Dove r(1) ed r(3) sono le impedenze ai nodi 1 e 3: r(1) ≅ rd2//rd4 (ipotesi di segnale puramente differenziale) ed ⎛ 1 ⎞ 1 r(3) ≅ rd 8 // ⎜⎜ + + rd 7 ⎟⎟ . ⎝ g m10 g m9 ⎠ Poiché trascuriamo gli altri contributi dovuti ai guadagni di ogni singolo transistore MOS. Infatti contribuiscono prevalentemente al rumore in uscita i transistori del primo stadio (coppia differenziale e rispettivo carico a specchio), in quanto sono gli unici contributi al rumore ad essere amplificati da due stadi di guadagno. Mettendo in evidenza il Guadagno di anello otteniamo: ⎡ ⎛ g m3, 4 2⎢ S 0 ≅ 2(g m1, 2 r(1) g m8 r(3) ) S1, 2 + S 3, 4 ⎜ ⎜ gm ⎢ ⎝ 1, 2 ⎣ ⎞ ⎟ ⎟ ⎠ 2 ⎤ ⎥ ⎥ ⎦ dividiamo adesso S 0 per il nostro guadagno di anello ed otteniamo la sorgente di rumore equivalente in ingresso: sostituiamo S1, 2 2 ⎡ ⎛ g m3, 4 ⎞ ⎤ ⎟ ⎥ S i ≅ 2 ⎢ S1, 2 + S 3, 4 ⎜ ⎜ gm ⎟ ⎥ ⎢ ⎝ 1, 2 ⎠ ⎦ ⎣ 2 2 ≅ 4 KT e S 3, 4 ≅ 4 KT , 3g m1, 2 3 g m 3, 4 dove K ≅ 1.381E-23 J (Costante di Boltzmann) e T=300K (temperatura ambiente in K gradi Kelvin). ⎡ 2 2 + 4KT Si = 2⎢4KT ⎢ 3g m1, 2 3g m3, 4 ⎣ ⎛ g m3, 4 ⎜ ⎜ gm ⎝ 1, 2 ⎞ ⎟ ⎟ ⎠ 2 ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ g ⎤ g ⎥ = 16 KT ⎢ 1 + m3, 4 ⎥ = 16 KT 1 ⎢1 + m3, 4 ⎥ 2 ⎥ 3 g m1, 2 ⎢⎣ g m1, 2 ⎥⎦ ⎢⎣ g m1, 2 ( g m1, 2 ) ⎥⎦ 3 ⎦ 4 volendo minimizzare il contributo del carico attivo si deve imporre che: g m3, 4 << g m1, 2 ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ ⎜ ⎟ << ⎜ ⎟ , ⎝ L ⎠ 3, 4 ⎝ L ⎠1, 2 ⇒ g m 3, 4 ma poiché il rapporto g m1, 2 resta pur sempre finito e diverso da zero, scegliamo così, come ipotesi di progetto, di fissare questo rapporto ad un valore pari a g m 3, 4 ≅ 0.5 , inoltre imponiamo che il rapporto segnale-rumore in ingresso sia g m1, 2 nV ⎛S⎞ ⎜ ⎟ = S i ≅ 10 quindi otterremo che: Hz ⎝ N ⎠ in g m1, 2 16 KT ⎛⎜ g m 3, 4 ⎞⎟ 16 1,381 ⋅ 10 −23 ⋅ 300 ⋅ A ( ) ≅ + ≅ ⋅ ⋅ + ≅ 1 1 0 . 5 331 . 44 μ 2 3 S i ⎜⎝ g m1, 2 ⎟⎠ 3 V 10 ⋅ 10 −9 ( ) Di conseguenza: g m 3, 4 ≅ 0.5 ⋅ g m1, 2 ≅ 0.4 ⋅ 331.44 ⋅ 10 −6 ≅ 165μ A . V Una volta trovato gm1,2 possiamo ricavarci CC (la capacità di compensazione) tramite la nota formula sul prodotto banda guadagno: ω GBW = ω DT(0 ) Dove il guadagno di anello in continua è: T(0 ) = g m1, 2 r(1) g m8 r( 3) Mentre ω D (il polo dominante) si ricava attraverso la compensazione per Effetto Miller ai nodi 1 e 11: ωD ≅ 1 r(1) CC g m8 r(3) . Dove r(1) ed r(3) sono le impedenze ai nodi 1 e 3, già viste prima. La compensazione per Effetto Miller è giustificata dal fatto che ci troviamo di fronte a due nodi di alta impedenza posti alle estremità di uno stadio invertente (quello del source comune M8). Abbiamo poi messo in serie alla capacità di compensazione CC una resistenza RC allo scopo di compensare, portandolo ad alta frequenza, lo zero che 5 esiste fra i nodi 1 e 11. Inoltre abbiamo preferito collegare il ramo di compensazione al nodo 11 invece che al nodo 3 per una questione di pura simmetria. Dalle relazioni scritte precedentemente, e dalle specifiche di progetto ricaviamo che: ωGBW = g m1, 2 ≅ 2π ⋅ 10 ⋅ 106 Hz CC Quindi ci possiamo ricavare il valore di CC: CC ≅ g m1, 2 ωGBW 331.44 ⋅10−6 = ≅ 5 pF 2π ⋅10 ⋅106 A questo punto possiamo ricavarci le altre specifiche ragionando sullo Slew Rate del circuito. Il circuito che andiamo a considerare è il seguente: Lo Slew Rate è definito come la massima velocità di variazione della tensione di uscita, cioè: SR = dV dt Se applichiamo un gradino negativo al nostro circuito notiamo che è solo il nostro transistore M2 a restare acceso mentre M1-M3-M4 sono spenti. La tensione sul nodo 1 aumenta facendo incrementare cosi la corrente di M8. Ciò che otteniamo sarà quindi: SRINT = ΔV1 Δt = MAX IB CC Non abbiamo, invece, alcuna formula sullo Slew Rate esterno. 6 Se invece applichiamo un gradino positivo ciò che accade è l’opposto,cioè tutti i transistori tranne M2 sono accesi,la tensione al nodo 1 diminuisce facendo cosi diminuire la corrente su M8. Ciò che otteniamo sarà quindi: SRINT = ΔV1 Δt = MAX IB CC Non abbiamo, invece, alcuna formula sullo Slew Rate esterno. Dallo Slew Rate interno abbiamo, allora, la formula: IB = SR CC Imponendo, quindi, un valore allo Slew Rate, e poiché conosciamo CC , possiamo ricavarci il valore della corrente di polarizzazione IB . B Un buon valore dello Slew Rate è maggiore di 5 V , noi abbiamo deciso di fissarlo a μs V 8 μs , quindi ci ricaviamo: IB = CC ⋅ SR = 5 ⋅ 10−12 ⋅ 8 ⋅ 106 ≅ 40μA ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ = ⎜ ⎟ , ⎟ ⎜ Supponendo unitario il rapporto di specchio M5-M6, cioè ⎝ L ⎠5 ⎝ L ⎠6 1 ID1,2= IB=20μA e poiché gm1,2= 2 ⋅ K P 2 B ⎛W ⎞ ⋅ ⎜ ⎟ ⋅ I D1, 2 ci possiamo ricavare ⎝ L ⎠1, 2 ⎛W ⎞ ⎜ ⎟ , ⎝ L ⎠1, 2 2 2 ⎛W ⎞ ( g m1, 2 ) ( 331.44 ⋅10 −6 ) = ≅ 75 , quindi: ⎜ ⎟ = ⎝ L ⎠1, 2 2 ⋅ K P ⋅ I D1, 2 2 ⋅ 32 ⋅10 −6 ⋅ 20 ⋅10 −6 ⎛W ⎞ allo stesso modo possiamo ricavarci ⎜ ⎟ quindi: ⎝ L ⎠ 3, 4 (g m3,4 ) = (165 ⋅10−6 ) ⎛W ⎞ ≅ 10 ⎜ ⎟ = −6 −6 ⎝ L ⎠ 3, 4 2 ⋅ K N ⋅ I D 3, 4 2 ⋅ 95 ⋅ 10 ⋅ 20 ⋅ 10 2 2 Occorre a questo punto fissare il secondo polo ω S , in base alle specifiche date sul margine di fase e la banda, di conseguenza ci serve la nota formula ω s = ωGBW tan (Mf ) Nel nostro circuito, sostituendo i valori numerici dati dalle specifiche avremo: ω s = ωGBW tan (Mf ) = 2π ⋅10 ⋅106 ⋅ tan (70o ) ≅ 172 ⋅106 rad / s 7 Analizzando il nostro circuito, osserviamo che il secondo polo ω S si trova in uscita, al nodo 2, a causa della grande capacità CL che abbiamo sul carico, di conseguenza: −1 1 ⎛ 1 1 1 ⎞ ωS ≅ ⎜ ⎟ C L ⋅ r( 2 ) dove r(2) = g m11 // g m12 // RL = ⎜⎝ g m11 + g m12 + RL ⎟⎠ . Solo per facilitare i calcoli, in seguito potremo venir meno a questa ipotesi al fine di migliorare il comportamento del nostro circuito, poniamo gm11=gm12 , il che comporta: ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ ID11 = ID12 e K P ⋅ ⎜ ⎟ = K N ⋅ ⎜ ⎟ ⎝ L ⎠12 ⎝ L ⎠11 ⎛W ⎞ ⎜ ⎟ −6 ⎝ L ⎠12 K N 95 ⋅ 10 = = ≅3 , e di conseguenza ⎛ W ⎞ K P 32 ⋅ 10 −6 ⎜ ⎟ ⎝ L ⎠11 ⎛ 1 ⎞ ⎜ ⎟⎟ 2 ⋅ g + m11,12 quindi r(2)= ⎜ R L ⎠ ⎝ −1 = RL . 1 + 2 ⋅ R L ⋅ g m11.12 Fissiamo,inoltre, noi la corrente ID11,12=40μA, abbiamo scelto questo valore invece di valori più alti per evitare di avere problemi di dinamica (visto che le VGS e le VDSsat dei transistori sono proporzionali alla corrente ID) e un’eccessiva dissipazione di potenza statica, lo abbiamo, invece, preferito a valori più bassi perché una piccola corrente in uscita avrebbe richiesto troppo tempo per caricare la nostra capacità di carico CL di 10pF,con conseguenze disastrose sullo Slew Rate e gli altri parametri della risposta al gradino. Dopo questo, allora, abbiamo trovato che il secondo polo è: 1 + 2 ⋅ R L ⋅ g m11,12 ωS ≅ = 172 ⋅ 10 6 rad / s RL ⋅ C L Da qui, ci ricaviamo il valore di gm11,12 : RL ⋅ C L ⋅ ω S − 1 (1 ⋅ 10 3 ⋅ 10 ⋅ 10 −12 ⋅ 172 ⋅ 10 6 ) − 1 A g m11,12 = ≅ 360 μ = V 2 ⋅ RL 2 ⋅ 1 ⋅ 10 3 ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ Noto gm11,12 , ci ricaviamo ⎜ ⎟ e ⎜ ⎟ : ⎝ L ⎠11 ⎝ L ⎠12 ⎛W ⎞ ( g m11 ) 2 (360 ⋅10 −6 ) 2 = 17 ≅ 20 = ⎜ ⎟ = 2 ⋅ 95 ⋅10 −6 ⋅ 40 ⋅10 −6 ⎝ L ⎠11 2 ⋅ K ⋅ ⎛⎜ W ⎞⎟ ⋅ I N D11 ⎝ L ⎠11 ⎛W ⎞ ( g m12 ) 2 (360 ⋅10 −6 ) 2 = ≅ 50 ⎜ ⎟ = −6 −6 W 2 ⋅ 32 ⋅ 10 ⋅ 40 ⋅ 10 ⎛ ⎞ L ⎝ ⎠12 2 ⋅ K ⋅ ⎜ ⎟ ⋅ I P D12 ⎝ L ⎠12 A questo punto ci calcoliamo le tensioni ai nodi 3 e 10. Sappiamo che a causa della retroazione a Buffer che abbiamo supposto inizialmente: V(2)=Vin+=2.5V, quindi: 8 V(3) = V( 2 ) − VSG12 = V( 2 ) − VTP − V(10 ) = V( 2 ) + VGS 11 = V( 2 ) + VTN + I D12 = 2.5 − 0.8 − 1 ⎛W ⎞ ⋅ KP ⋅⎜ ⎟ 2 ⎝ L ⎠12 40 ⋅10 −6 1 ⋅ 32 ⋅10 −6 ⋅ 50 2 I D11 = 2 .5 + 0 .7 + 1 ⎛W ⎞ ⋅ KN ⋅⎜ ⎟ 2 ⎝ L ⎠11 = 1.47V 40 ⋅ 10 −6 1 ⋅ 95 ⋅ 10 −6 ⋅ 20 2 = 3.5V Inoltre, poiché sappiamo che in uno Stadio di Uscita CMOS in classe AB: VGS11+VSG12=VGS9+VSG10 ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ Imponiamo ID7,8,9,10=ID11,12=40μA e ⎜ ⎟ = ⎜ ⎟ = 20 e ⎝ L ⎠9 ⎝ L ⎠11 ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ ⎜ ⎟ = ⎜ ⎟ = 50 ⎝ L ⎠10 ⎝ L ⎠12 in modo da ottenere: VGS9=VGS11=0.905V e VSG10=VSG12=1.02V Restano da fissare le dimensioni dei transistori M5-M6-M7-M8. Per avere un buono Specchio M3-M4, occorre che: VDS3=VDS4 ovvero V(1)=V(7) , cioè I D 3, 4 20 ⋅10 −6 = ≅ 0.905V VGS3,4=VDS3,4= VTN + 1 1 ⎛W ⎞ −6 ⋅ 95 ⋅10 ⋅10 ⋅ KN ⋅⎜ ⎟ 2 2 ⎝ L ⎠ 3, 4 ⎛W ⎞ Di conseguenza V(1)=VGS8=0. 905V,da qui ci ricaviamo ⎜ L ⎟ : ⎝ ⎠8 ⎛W ⎞ I D8 40 ⋅10 −6 ⎜ ⎟ = = ≅ 20 ⎝ L ⎠8 1 ⋅ K N ⋅ (VGS 8 − VTN ) 2 1 ⋅ 95 ⋅10 −6 ⋅ (0.905 − 0.7) 2 2 2 ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ ⎟ = ⎜ ⎟ , anche qui per avere un buono ⎝ L ⎠5 ⎝ L ⎠6 Prima avevamo supposto che ⎜ Specchio dobbiamo supporre VSD5=VSD6 ovvero V(8)=V(9) : V(8) = Vin+ + VSG1, 2 = Vin+ + VTP + I D1, 2 = 2.5 + 0.8 + 1 ⎛W ⎞ ⋅ KP ⋅ ⎜ ⎟ 2 ⎝ L ⎠1, 2 20 ⋅ 10 −6 1 ⋅ 32 ⋅ 10 −6 ⋅ 75 2 = 3.429V Da questo risultato,deve essere VSG5,6=3.429V e da ciò ricaviamo: 9 I D 5, 6 40 ⋅ 10 −6 ⎛W ⎞ = = 0.335 ⎜ ⎟ = 1 1 L 2 − 6 2 ⎝ ⎠ 5, 6 ⋅ K P ⋅ (VSG 5, 6 − VTP ) ⋅ 32 ⋅ 10 ⋅ (3.429 − 0.8) 2 2 Poiché si tratta di una dimensione troppo piccola, scegliamo noi un valore da dare ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ alle dimensioni di questi transistori, e poniamo ⎜ ⎟ = ⎜ ⎟ = 10 ⎝ L ⎠5 ⎝ L ⎠6 40 ⋅ 10 −6 ⎛W ⎞ ⎛ W ⎞ I D7 = 10 ⋅ = 10 ⎟ ⋅ A questo punto possiamo calcolarci ⎜ ⎟ = ⎜ 40 ⋅ 10 −6 ⎝ L ⎠ 7 ⎝ L ⎠5 I D5 L’ultimo parametro che ci calcoliamo è: RC ≅ 1 = g m8 1 = 1 ≅ 2.5kΩ 2 ⋅ 95 ⋅10 −6 ⋅ 20 ⋅ 40 ⋅10 −6 ⎛W ⎞ 2 ⋅ K P ⋅ I D8 ⋅ ⎜ ⎟ ⎝ L ⎠8 Con le ipotesi e le scelta fatte tutti i transistor sono in saturazione. Adesso che abbiamo dimensionato il nostro circuito, siamo pronti per fare le nostre simulazioni al Computer, con i parametri ricavati, con la riserva, però, di apportare delle modifiche se non otterremo i risultati che ci aspettavamo. 10 Simulazioni al Computer Polarizzazione Analizziamo adesso la polarizzazione del nostro Amplificatore connettendolo a Buffer, come in figura. Poiché esistono delle discrepanze fra i modelli utilizzati da noi nei calcoli “carta e penna” e i modelli usati da PSpice, abbiamo ottenuto dei risultati un po’ diversi da quelli che ci aspettavamo,e per questo siamo stati costretti, dopo alcune simulazioni, ad apportare le seguenti modifiche ai valori ottenuti precedentemente “carta e penna”, al fine di migliorare il nostro progetto e raggiungere le specifiche date: • Poiché in simulazione abbiamo ottenuto un valore troppo basso di gm1,2 rispetto a quello che avevamo progettato, per evitare di non soddisfare la specifica sul rumore e sul Prodotto Banda-Guadagno, abbiamo deciso di aumentare i fattori ⎛W ⎞ ⎟ = 150 L ⎝ ⎠1, 2 di forma di M1-M2: ⎜ • Poiché nei calcoli “carta e penna” abbiamo trascurato l’effetto Body, dato dalle tensioni fra Bulk e Source, l’ipotesi fatta in fase di progetto, solo per ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ semplificarci i calcoli, di porre K P ⋅ ⎜ ⎟ = K N ⋅ ⎜ ⎟ non ci garantisce più ⎝ L ⎠12 ⎝ L ⎠11 la simmetria del nostro stadio di uscita e nemmeno una buona dinamica (visto che abbiamo trovato un valore di VGS11 troppo alto, e quindi tale da “schiacciare” il transistore M7). La causa di tutto questo è che le tensioni di soglia, in valore assoluto, dei transistori PMOS ed NMOS dello stadio di uscita sono molto diverse (0.8V contro circa 1.4V), perciò abbiamo deciso di abbandonare questa ipotesi, anche se questo ci renderà gm11 ≠ gm12 , e così ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ ⎛W ⎞ poniamo: ⎜ ⎟ = ⎜ ⎟ = 300 e ⎜ ⎟ = ⎜ ⎟ = 100 . ⎝ L ⎠9 ⎝ L ⎠11 ⎝ L ⎠10 ⎝ L ⎠12 • Poiché non siamo riusciti a soddisfare il guadagno d’anello in continua richiesto, abbiamo deciso di aumentare il valore della transconduttanza gm8 , ⎛W ⎞ ponendo ⎜ ⎟ = 50 e ID7,8,9,10=80μA , abbiamo fissato quest’ultimo valore di ⎝ L ⎠8 ⎛W ⎞ ⎟ = 20 , questo, corrente cambiando il fattore di forma di M7 ponendo ⎜ ⎝ L ⎠7 11 però ci ha provocato che ID11,12 ≅ 100 μA e ha abbassato l’impedenza al nodo 2 portando il secondo polo a frequenze più alte. • Per poter, infine, rispettare le specifiche sul Margine di Fase e sul Prodotto Banda-Guadagno, abbiamo deciso di cambiare i valori trovati in precedenza di CC ed RC , ponendoli a CC=1.8pF ed RC=2.3kΩ . Con queste scelte siamo arrivati a garantire una banda ben maggiore di quella richiesta, salvando nel contempo la specifica sul Margine di fase. Con le modifiche apportate il nostro circuito risulta, allora, essere: Connettendo quindi il precedente schema circuitale a Buffer ed inserendo in PSpice il seguente file .cir: Prova .LIB C:\Programmi\orcad\stud_lib.lib Vdd 6 0 5V Vin+ 5 0 2.5 Ib 9 0 40U M1 7 2 8 8 MODP W=150U L=1U AD=345P AS=345P PD=154.6U PS=154.6U M2 1 5 8 8 MODP W=150U L=1U AD=345P AS=345P PD=154.6U PS=154.6U M3 7 7 0 0 MODN W=10U L=1U AD=23P AS=23P PD=14.6U PS=14.6U M4 1 7 0 0 MODN W=10U L=1U AD=23P AS=23P PD=14.6U PS=14.6U 12 M5 9 9 6 6 MODP W=10U L=1U AD=23P AS=23P PD=14.6U PS=14.6U M6 8 9 6 6 MODP W=10U L=1U AD=23P AS=23P PD=14.6U PS=14.6U M7 10 9 6 6 MODP W=20U L=1U AD=46P AS=46P PD=24.6U PS=24.6U M8 3 1 0 0 MODN W=50U L=1U AD=115P AS=115P PD=54.6U PS=54.6U M9 10 10 11 0 MODN W=300U L=1U AD=690P AS=690P PD=304.6U PS=304.6U M10 3 3 11 11 MODP W=100U L=1U AD=230P AS=230P PD=104.6U PS=104.6U M11 6 10 2 0 MODN W=300U L=1U AD=690P AS=690P PD=304.6U PS=304.6U M12 0 3 2 2 MODP W=100U L=1U AD=230P AS=230P PD=104.6U PS=104.6U Rl 2 13 1K Vgnd 13 0 2.5 Cl 2 0 10P Rc 12 11 2.3K Cc 12 1 1.8P .OP .END Abbiamo ottenuto i seguenti risultati: ALLA TEMPERATURA DI 27.000 DEG C Tensioni ai nodi NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE (1) 0 .9021 (2) 2.4991 (3) 1.3969 (5) 2.5000 (6) 5.0000 (7) 0.9448 (8) 3.4156 (9) 3.5663 (10) 3.8752 (11) 2.4964 (12) 2.4964 (13) 2.5000 Punto di lavoro dei Mosfet NAME MODEL ID VGS VDS VBS VTH VDSAT Lin0/Sat1 if ir TAU GM GDS GMB CBD CBS CGSOV CGDOV CGBOV M1 MODP -2.03E-05 -9.17E-01 -2.47E+00 0.00E+00 -8.59E-01 -1.02E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 3.24E-04 5.19E-06 9.59E-05 1.71E-13 3.02E-13 5.10E-14 5.10E-14 1.40E-16 M2 MODP -2.03E-05 -9.16E-01 -2.51E+00 0.00E+00 -8.58E-01 -1.02E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 3.23E-04 5.17E-06 9.56E-05 1.70E-13 3.02E-13 5.10E-14 5.10E-14 1.40E-16 M3 MODN 2.03E-05 9.45E-01 9.45E-01 0.00E+00 7.79E-01 1.71E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 1.88E-04 1.72E-06 8.51E-05 1.42E-14 1.84E-14 3.40E-15 3.40E-15 1.40E-16 M4 MODN 2.03E-05 9.45E-01 9.02E-01 0.00E+00 7.79E-01 1.71E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 1.87E-04 1.76E-06 8.49E-05 1.43E-14 1.84E-14 3.40E-15 3.40E-15 1.40E-16 M5 MODP -4.00E-05 -1.43E+00 -1.43E+00 0.00E+00 -8.89E-01 -4.79E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 1.33E-04 4.00E-06 3.79E-05 1.49E-14 2.23E-14 3.40E-15 3.40E-15 1.40E-16 13 NAME M6 MODEL MODP ID -4.06E-05 VGS -1.43E+00 VDS -1.58E+00 VBS 0.00E+00 VTH -8.87E-01 VDSAT -4.80E-01 Lin0/Sat1 -1.00E+00 if -1.00E+00 ir -1.00E+00 TAU - 1.00E+00 GM 1.34E-04 GDS 3.95E-06 GMB 3.83E-05 CBD 1.45E-14 CBS 2.23E-14 CGSOV 3.40E-15 CGDOV 3.40E-15 CGBOV 1.40E-16 NAME MODEL ID VGS VDS VBS VTH VDSAT Lin0/Sat1 if ir TAU GM GDS GMB CBD CBS CGSOV CGDOV CGBOV M11 MODN 1.02E-04 1.38E+00 2.50E+00 -2.50E+00 1.37E+00 8.41E-02 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 1.70E-03 2.35E-05 2.27E-04 2.41E-13 2.92E-13 1.02E-13 1.02E-13 1.40E-16 M7 MODP -8.14E-05 -1.43E+00 -1.12E+00 0.00E+00 -8.85E-01 -4.83E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 2.68E-04 8.60E-06 7.59E-05 2.98E-14 4.22E-14 6.80E-15 6.80E-15 1.40E-16 M8 MODN 8.14E-05 9.02E-01 1.40E+00 0.00E+00 7.65E-01 1.52E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 8.40E-04 6.12E-06 3.78E-04 5.77E-14 8.18E-14 1.70E-14 1.70E-14 1.40E-16 M9 MODN 8.14E-05 1.38E+00 1.38E+00 -2.50E+00 1.38E+00 8.18E-02 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 1.42E-03 2.08E-05 1.94E-04 2.59E-13 2.92E-13 1.02E-13 1.02E-13 1.40E-16 M10 MODP -8.14E-05 -1.10E+00 -1.10E+00 0.00E+00 -8.78E-01 -2.22E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 6.38E-04 1.34E-05 1.87E-04 1.43E-13 2.02E-13 3.40E-14 3.40E-14 1.40E-16 M12 MODP -1.02E-04 -1.10E+00 -2.50E+00 0.00E+00 -8.59E-01 -2.40E-01 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 -1.00E+00 7.41E-04 1.41E-05 2.15E-04 1.14E-13 2.02E-13 3.40E-14 3.40E-14 1.40E-16 14 Offset Sistematico L’offset sistematico del circuito risulta quindi essere pari a: OFFSET SISTEMATICO = V(5)-V(2)=2.5-2.4991=0.9mV che risulta un valore accettabile. Dissipazione di Potenza statica Per quanto riguarda la dissipazione di potenza statica, abbiamo ottenuto i seguenti risultati: VOLTAGE SOURCE CURRENTS NAME CURRENT Vdd Vin+ Vgnd -2.635E-04 0.000E+00 -9.139E-07 TOTAL POWER DISSIPATION = 1.32mW 15 Studio in frequenza Per lo studio in frequenza dell’amplificatore mediante il simulatore PSpice abbiamo usato la seguente configurazione: Abbiamo retroazionato il nostro amplificatore tramite un induttore di valore molto alto (1GH), in modo tale che in DC il circuito lavori ad anello chiuso mentre in AC lavori ad anello aperto. Il generatore di segnale è accoppiato all’ingresso tramite un capacitore di elevato valore (1F). Da questa analisi si sono tracciati i diagrammi di Bode di modulo e fase del guadagno d’anello. Diagramma dei Moduli Dal Diagramma di Bode dei Moduli (diagramma in dB della T(jω)) ricaviamo la Banda (fGBW) ed il Guadagno in Continua (T(0)) e precisamente: fGBW = fT ≅ 18.7MHz e T(0)=64.944dB 16 Diagramma delle Fasi Dal diagramma di Bode delle fasi ricaviamo il Margine di fase (Mf) del circuito: Mf = 70.34o Le specifiche sul Guadagno in continua, Prodotto BandaGuadagno e Margine di Fase sono, quindi, rispettate!!! 17 Rumore equivalente in ingresso Nel grafico è riportato l’andamento in frequenza del valore efficace del rumore in ingresso all’amplificatore, ottenuto con la stessa configurazione usata per lo studio in frequenza: La prima parte a bassa frequenza è dominata dal rumore Flicker (poiché il rumore Flicker è proporzionale all’inverso della frequenza) che dipende quasi essenzialmente dalle caratteristiche dei transistori MOS utilizzati. Dal grafico comunque si evince che il nostro amplificatore è soggetto ad un rumore pari a: Vnoise=129 Vnoise=42 Vnoise=17 Vnoise=13 nV Hz nV Hz nV Hz nV Hz per fnoise=10kHz ; per fnoise=100kHz ; per fnoise=1MHz ; per fnoise=10MHz . 18 CMRR Il calcolo del CMRR necessita dell’utilizzo di un doppio circuito per la simulazione. Uno per calcolare il guadagno di modo differenziale e un altro per calcolare il guadagno di modo comune, ci ricaveremo poi il CMRR facendo il rapporto, o la differenza se siamo in db, fra i valori trovati. Il circuito usato per il calcolo del guadagno di modo differenziale è: Mentre il circuito usato per il calcolo del guadagno di modo comune è: Calcoliamoci, allora, queste due grandezze: 19 Guadagno di Modo differenziale Il grafico in dB del guadagno di modo differenziale è: Dal quale otteniamo che: ADM=64.908dB @ 1kHz ; ADM=62.311dB @ 10kHz ; ADM=45.642dB @ 100kHz ; ADM=25.723dB @ 1MHz ; ADM=5.695dB @ 10MHZ ; 20 Guadagno di Modo Comune Il grafico in dB del guadagno di modo comune è: Dal quale otteniamo che: ACM=-7.060dB @ 1kHz ; ACM=-9.751dB @ 10kHz ; ACM=-26.481dB @ 100kHz ; ACM=-45.844dB @ 1MHz ; ACM=-57.418dB @ 10MHz . 21 CMRR I risultati per il calcolo del CMRR, come anticipato prima, derivano dalla formula: CMRRdB = AdiffdB − AcomdB nata dalla seguente dimostrazione: CMRRdB = 20 log10 ( AD ) = 20 log10 ( AD ) − 20 log10 ( AC ) AC Applicando la suddetta formula ai risultati precedentemente trovati otteniamo che: CMRR=71.968dB @ 1kHz ; CMRR=72.062dB @ 10kHz ; CMRR=72.123dB @ 100kHz ; CMRR=71.567dB @ 1MHz ; CMRR=50.871dB @ 10MHz . 22 PSRR+ Per simulare il PSRR+ (Rapporto di Reiezione dell’Alimentazione) useremo il seguente circuito: Nel quale Vdd-ac rappresenta un disturbo (in frequenza) sull’alimentazione positiva VDD. Dal simulatore PSpice otteniamo il seguente grafico (in dB). Guardando il grafico possiamo vedere che: PSRR+=113.934dB @ 1kHz; PSRR+=102.417dB @ 10kHz ; PSRR+=82.688dB @ 100kHz ; PSRR+=62.674dB @ 1MHz ; PSRR+=41.368dB @ 10MHz . 23 PSRRPer simulare il PSRR- useremo, invece, il seguente circuito: Nel quale Vss-ac rappresenta un disturbo in frequenza sull’alimentazione negativa Vss, che, nel nostro caso, essendo Vss=0V,rappresenta un disturbo su massa. Dal simulatore PSpice otteniamo il seguente grafico (in dB). Guardando il grafico possiamo vedere che: PSRR- =75.534dB @ 1kHz ; PSRR- =67.875dB @ 10kHz ; PSRR- =48.639dB @ 100kHz ; PSRR- =28.652dB @ 1MHz ; PSRR- =9.077dB @ 10MHz . 24 Dinamica In uscita la nostra dinamica è limitata, in alto, da: VO < VDD - VGS11 - VSDsat7 poiché il transistore M7 rischia di andare in triodo se la tensione in uscita sale... Sempre in uscita, la nostra dinamica è limitata, in basso, da: VO > VDSsat8 + VSG12 poiché il transistore M8 rischia di andare in triodo se la tensione in uscita scende... In ingresso, invece, la nostra dinamica di modo comune è limitata, in alto, da: VCM < VDD – VSG1,2 – VSDsat6 poiché il transistore M6 rischia di andare in triodo se la tensione di modo comune in ingresso sale... Sempre in ingresso, invece, la nostra dinamica di modo comune è limitata, in basso, da: VCM > VDSsat4 + VSDsat2 – VSG2 poiché il transistore M4 rischia di andare in triodo se la tensione di modo comune in ingresso scende... Per poter vedere quali di queste condizioni è più stringente, e quali sono i nostri limiti numerici di dinamica, abbiamo simulato su PSpice il nostro circuito connesso a Buffer (poiché la connessione a Buffer è il caso peggiore che potrebbe capitarci per la nostra dinamica...), ponendo in ingresso un gradino positivo da VSS a VDD , ovvero da 0V a 5V, come in figura, e vediamo entro quali valori la nostra uscita riesce a seguire l’ingresso senza saturare... Dalla simulazione abbiamo ottenuto i seguenti risultati: 25 Come possiamo ben osservare l’uscita satura per V > 3.3V e V < 1.67V Quindi se il punto di lavoro in ingresso e in uscita è fissato in DC alla tensione di polarizzazione di 2.5V, troviamoci la massima escursione del segnale in ingresso... Per definizione è pari al MIN ( VDC –Vmin , Vmax -VDC ) = MIN ( 2.5 – 1.67 , 3.3 – 2.5 ) = = MIN ( 0.83 , 0.8 ) = 0.8V Quindi la massima escursione del nostro segnale in ingresso attorno al punto di lavoro di 2.5V è di 0.8V! Un valore accettabile, soprattutto se consideriamo che il limite principale della topologia del nostro circuito è dato dalla dinamica, in particolare dalla dinamica in uscita! 26 Analisi del transitorio Per lo studio del Transitorio abbiamo utilizzato la configurazione a Buffer vista in precedenza aggiungendo in ingresso un gradino e abbiamo poi valutato la risposta del nostro Amplificatore Operazionale in termini di Slew Rate e di Settling Time. La configurazione utilizzata per analizzare il nostro Amplificatore in questo caso è la seguente: In simulazione abbiamo ottenuto il seguente grafico: 27 Slew Rate Per calcolare lo Slew Rate poniamo in ingresso un gradino, prima positivo e poi negativo, pari alla massima escursione picco-picco del segnale, ovvero 1.6V. Dalla simulazione otteniamo: Gradino positivo: SR+ = ΔV 1.6V V ≅ = 11.73 Δ t (1140 − 1000) n s μs SR− = ΔV 1.6V V ≅ = 13.38 Δ t (619.52 − 500) n s μs Gradino negativo: Settling time (Tempo di assestamento) 1% Rifacendoci al grafico ottenuto dall’ultima risposta al gradino (quella con la massima ampiezza di segnale) si ricavano i seguenti dati: Gradino positivo: Ta1+% ≅ 1.156μs − 1μs = 156ns Gradino negativo: Ta1−% ≅ 620ns − 500ns = 120ns 28 THD Proseguiamo la nostra analisi nel Transitorio applicando in ingresso una sinusoide. Il circuito per la simulazione in questo caso è il seguente: La sinusoide posta in ingresso assumerà tre differenti ampiezze (0.1V, 0.4V, 0.8V) e ad ognuna di esse verranno attribuite quattro diverse frequenze(100Hz, 1KHz, 100KHz e 10MHz). Il parametro di interesse sarà la THD (Total Harmonic Distorsion),definita come la radice quadrata della somma dei quadrati delle singole componenti armoniche superiori alla prima fratto il valore della prima armonica. Per effettuare la simulazione abbiamo scelto di analizzare 3 periodi della nostra sinusoide con una risoluzione di 100000 punti per periodo. I risultati ottenuti in simulazione sono: 29 Sinusoide di ampiezza 0,1V ad 100Hz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+02 2.000E+02 3.000E+02 4.000E+02 5.000E+02 6.000E+02 7.000E+02 8.000E+02 9.000E+02 1.000E-01 3.644E-09 3.460E-09 3.398E-09 3.865E-09 4.602E-09 3.233E-09 4.554E-09 3.801E-09 1.000E+00 3.644E-08 3.460E-08 3.398E-08 3.865E-08 4.602E-08 3.233E-08 4.554E-08 3.801E-08 PHASE (DEG) -1.800E-03 -1.000E+02 -8.122E+01 -1.118E+02 -1.025E+02 -1.088E+02 -9.657E+01 -1.131E+02 -1.125E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -1.000E+02 -8.121E+01 -1.118E+02 -1.025E+02 -1.088E+02 -9.656E+01 -1.130E+02 -1.125E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.088807E-05 PERCENT THDIN=20log(1.088807E-07) = -139.26dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499088E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+02 2.000E+02 3.000E+02 4.000E+02 5.000E+02 6.000E+02 7.000E+02 8.000E+02 9.000E+02 9.997E-02 1.571E-06 1.937E-07 1.173E-08 3.654E-09 3.565E-09 3.876E-09 4.858E-09 3.142E-09 1.000E+00 1.572E-05 1.937E-06 1.173E-07 3.655E-08 3.566E-08 3.877E-08 4.859E-08 3.143E-08 PHASE (DEG) -2.098E-03 -8.906E+01 3.384E-01 9.507E+01 -9.275E+01 -1.018E+02 -1.043E+02 -1.090E+02 -1.050E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -8.906E+01 3.447E-01 9.507E+01 -9.274E+01 -1.018E+02 -1.043E+02 -1.090E+02 -1.050E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.583940E-03 PERCENT THDOUT=20log(1.583940E -05) = -96.005dB 30 Sinusoide di ampiezza 0,4V ad 100Hz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+02 2.000E+02 3.000E+02 4.000E+02 5.000E+02 6.000E+02 7.000E+02 8.000E+02 9.000E+02 4.000E-01 1.348E-08 1.514E-08 1.501E-08 1.613E-08 1.621E-08 1.469E-08 1.902E-08 1.571E-08 1.000E+00 3.370E-08 3.784E-08 3.752E-08 4.032E-08 4.051E-08 3.673E-08 4.755E-08 3.926E-08 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.800E-03 -8.678E+01 -8.689E+01 -9.543E+01 -9.562E+01 -1.046E+02 -9.599E+01 -1.050E+02 -1.102E+02 0.000E+00 -8.677E+01 -8.688E+01 -9.542E+01 -9.561E+01 -1.046E+02 -9.598E+01 -1.050E+02 -1.102E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.113282E-05 PERCENT THDIN=20log(1.113282E-07) = -139.067dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499108E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+02 2.000E+02 3.000E+02 4.000E+02 5.000E+02 6.000E+02 7.000E+02 8.000E+02 9.000E+02 3.999E-01 2.020E-05 4.700E-06 2.460E-06 7.169E-07 1.601E-07 4.768E-07 1.059E-07 2.066E-08 1.000E+00 5.052E-05 1.175E-05 6.152E-06 1.793E-06 4.003E-07 1.192E-06 2.649E-07 5.167E-08 PHASE (DEG) -2.113E-03 -8.915E+01 3.459E-01 -8.820E+01 3.026E+00 9.109E+01 1.194E+00 9.907E+01 -2.870E+01 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -8.915E+01 3.522E-01 -8.819E+01 3.037E+00 9.110E+01 1.208E+00 9.909E+01 -2.868E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 5.227561E-03 PERCENT THDOUT=20log(5.227561E -05) = -85.634dB 31 Sinusoide di ampiezza 0,8V ad 100Hz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+02 2.000E+02 3.000E+02 4.000E+02 5.000E+02 6.000E+02 7.000E+02 8.000E+02 9.000E+02 8.000E-01 2.863E-08 2.924E-08 3.068E-08 3.254E-08 3.415E-08 3.108E-08 3.634E-08 3.066E-08 1.000E+00 3.579E-08 3.655E-08 3.835E-08 4.067E-08 4.269E-08 3.885E-08 4.543E-08 3.833E-08 PHASE (DEG) -1.800E-03 -9.238E+01 -8.754E+01 -9.481E+01 -9.166E+01 -1.056E+02 -9.490E+01 -1.093E+02 -1.073E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -9.237E+01 -8.754E+01 -9.480E+01 -9.165E+01 -1.055E+02 -9.489E+01 -1.093E+02 -1.073E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = = 1.112272E-05 PERCENT THDIN=20log(1.112272E-07) = -139.075dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499055+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+02 2.000E+02 3.000E+02 4.000E+02 5.000E+02 6.000E+02 7.000E+02 8.000E+02 9.000E+02 7.986E-01 2.976E-05 7.865E-04 1.001E-04 4.316E-04 1.953E-04 2.301E-04 1.543E-04 1.358E-04 1.000E+00 3.726E-05 9.848E-04 1.253E-04 5.405E-04 2.446E-04 2.881E-04 1.931E-04 1.701E-04 PHASE (DEG) -2.128E-03 8.933E+01 2.666E-02 8.979E+01 -1.799E+02 -8.993E+01 7.263E-02 9.003E+01 -1.799E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 8.933E+01 3.304E-02 8.980E+01 -1.799E+02 -8.992E+01 8.753E-02 9.005E+01 -1.799E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.219885E-01 PERCENT THDOUT=20log(1.219885E -03) = -58.273dB 32 Sinusoide di ampiezza 0,1V ad 1kHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+03 2.000E+03 3.000E+03 4.000E+03 5.000E+03 6.000E+03 7.000E+03 8.000E+03 9.000E+03 1.000E-01 7.373E-09 6.641E-09 7.874E-09 7.087E-09 9.439E-09 1.073E-08 1.385E-08 1.527E-08 1.000E+00 7.373E-08 6.641E-08 7.874E-08 7.087E-08 9.439E-08 1.073E-07 1.385E-07 1.527E-07 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.797E-03 8.939E+01 6.533E+01 7.186E+01 5.429E+01 5.116E+01 5.051E+01 4.408E+01 3.914E+01 0.000E+00 8.940E+01 6.533E+01 7.186E+01 5.430E+01 5.117E+01 5.053E+01 4.409E+01 3.915E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.897982E-05 PERCENT THDIN=20log(2.897982E-07) = -130.758dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499088E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+03 2.000E+03 3.000E+03 4.000E+03 5.000E+03 6.000E+03 7.000E+03 8.000E+03 9.000E+03 9.997E-02 1.582E-06 2.027E-07 2.190E-08 8.377E-09 9.404E-09 1.157E-08 1.185E-08 1.633E-08 1.000E+00 1.582E-05 2.028E-06 2.191E-07 8.380E-08 9.407E-08 1.157E-07 1.186E-07 1.634E-07 PHASE (DEG) -4.781E-03 -8.102E+01 1.471E+01 9.837E+01 4.943E+01 4.689E+01 4.880E+01 4.013E+01 4.257E+01 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -8.101E+01 1.472E+01 9.839E+01 4.945E+01 4.692E+01 4.884E+01 4.017E+01 4.261E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.595682E-03 PERCENT THDOUT=20log(1.595682E-05) = -95.941dB 33 Sinusoide di ampiezza 0,4V ad 1kHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+03 2.000E+03 3.000E+03 4.000E+03 5.000E+03 6.000E+03 7.000E+03 8.000E+03 9.000E+03 4.000E-01 2.719E-08 2.515E-08 3.220E-08 3.133E-08 3.889E-08 4.457E-08 5.266E-08 6.106E-08 1.000E+00 6.797E-08 6.287E-08 8.050E-08 7.833E-08 9.724E-08 1.114E-07 1.317E-07 1.526E-07 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.796E-03 8.786E+01 6.702E+01 7.514E+01 5.696E+01 5.571E+01 5.466E+01 4.964E+01 4.284E+01 0.000E+00 8.786E+01 6.702E+01 7.515E+01 5.697E+01 5.572E+01 5.467E+01 4.966E+01 4.286E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.892924E-05 PERCENT THDIN=20log(2.892924E-07) = -130.773dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499108E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+03 2.000E+03 3.000E+03 4.000E+03 5.000E+03 6.000E+03 7.000E+03 8.000E+03 9.000E+03 3.999E-01 2.038E-05 4.732E-06 2.539E-06 9.247E-07 2.132E-07 5.763E-07 1.822E-07 1.067E-07 1.000E+00 5.096E-05 1.183E-05 6.351E-06 2.313E-06 5.333E-07 1.441E-06 4.556E-07 2.668E-07 PHASE (DEG) -4.928E-03 -8.155E+01 5.587E+00 -7.168E+01 3.742E+01 7.765E+01 2.886E+01 1.172E+02 5.087E+01 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -8.154E+01 5.602E+00 -7.166E+01 3.744E+01 7.768E+01 2.889E+01 1.172E+02 5.091E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 5.277806E-03 PERCENT THDOUT=20log(5.277806E-05) = -85.550dB 34 Sinusoide di ampiezza 0,8V ad 1kHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+03 2.000E+03 3.000E+03 4.000E+03 5.000E+03 6.000E+03 7.000E+03 8.000E+03 9.000E+03 8.000E-01 5.677E-08 5.080E-08 6.398E-08 6.361E-08 7.620E-08 8.981E-08 1.049E-07 1.217E-07 1.000E+00 7.096E-08 6.350E-08 7.998E-08 7.952E-08 9.525E-08 1.123E-07 1.311E-07 1.521E-07 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.796E-03 8.471E+01 6.728E+01 7.446E+01 5.640E+01 5.503E+01 5.502E+01 4.998E+01 4.255E+01 0.000E+00 8.472E+01 6.729E+01 7.446E+01 5.641E+01 5.504E+01 5.503E+01 5.000E+01 4.257E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.894905E-05 PERCENT THDIN=20log(2.894905E -07) = -130.767dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499055E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+03 2.000E+03 3.000E+03 4.000E+03 5.000E+03 6.000E+03 7.000E+03 8.000E+03 9.000E+03 7.986E-01 3.004E-05 7.865E-04 1.002E-04 4.316E-04 1.952E-04 2.302E-04 1.544E-04 1.357E-04 1.000E+00 3.761E-05 9.849E-04 1.255E-04 5.405E-04 2.445E-04 2.882E-04 1.933E-04 1.699E-04 PHASE (DEG) -5.079E-03 8.333E+01 3.413E-01 8.794E+01 -1.794E+02 -8.916E+01 9.341E-01 9.039E+01 -1.794E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 8.334E+01 3.566E-01 8.796E+01 -1.794E+02 -8.913E+01 9.696E-01 9.043E+01 -1.794E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.219960E-01 PERCENT THDOUT=20log(1.219960E-03) = -58.273dB 35 Sinusoide di ampiezza 0,1V ad 100kHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+05 2.000E+05 3.000E+05 4.000E+05 5.000E+05 6.000E+05 7.000E+05 8.000E+05 9.000E+05 1.000E-01 3.093E-09 1.778E-09 1.180E-08 1.188E-07 5.221E-09 1.124E-07 2.158E-08 1.165E-08 1.000E+00 3.093E-08 1.778E-08 1.180E-07 1.188E-06 5.221E-08 1.124E-06 2.158E-07 1.165E-07 PHASE (DEG) -1.804E-03 3.698E+00 1.263E+01 -6.314E+00 -7.202E+00 1.683E+02 -7.829E+00 1.715E+02 1.648E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 3.702E+00 1.263E+01 -6.307E+00 -7.193E+00 1.683E+02 -7.817E+00 1.715E+02 1.648E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.659236E-04 PERCENT THDIN=20log(1.659236E-06) = -115.601dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499088E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+05 2.000E+05 3.000E+05 4.000E+05 5.000E+05 6.000E+05 7.000E+05 8.000E+05 9.000E+05 9.997E-02 2.476E-05 4.640E-06 5.035E-07 1.125E-07 3.451E-08 1.142E-07 2.146E-08 8.870E-09 1.000E+00 2.477E-04 4.642E-05 5.037E-06 1.125E-06 3.453E-07 1.142E-06 2.147E-07 8.873E-08 PHASE (DEG) -3.003E-01 -4.883E+00 8.553E+01 1.736E+02 1.727E+00 1.771E+02 -1.290E+01 1.664E+02 1.667E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -4.282E+00 8.643E+01 1.748E+02 3.228E+00 1.789E+02 -1.080E+01 1.688E+02 1.694E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.520919E-02 PERCENT THDOUT=20log(2.520919E-04) = -71.968dB 36 Sinusoide di ampiezza 0,4V ad 100kHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+05 2.000E+05 3.000E+05 4.000E+05 5.000E+05 6.000E+05 7.000E+05 8.000E+05 9.000E+05 4.000E-01 1.448E-08 3.532E-09 4.598E-08 4.753E-07 2.019E-08 4.470E-07 8.510E-08 4.517E-08 1.000E+00 3.621E-08 8.829E-09 1.150E-07 1.188E-06 5.048E-08 1.117E-06 2.128E-07 1.129E-07 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.804E-03 3.717E+00 -2.736E+00 -6.558E+00 -7.640E+00 1.634E+02 -7.617E+00 1.703E+02 1.671E+02 0.000E+00 3.721E+00 -2.730E+00 -6.551E+00 -7.631E+00 1.634E+02 -7.604E+00 1.704E+02 1.671E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.653978E-04 PERCENT THDIN=20log(1.653978E -06) = -115.629dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499106E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+05 2.000E+05 3.000E+05 4.000E+05 5.000E+05 6.000E+05 7.000E+05 8.000E+05 9.000E+05 3.999E-01 3.006E-04 4.463E-05 7.915E-05 5.361E-05 2.947E-06 2.433E-05 1.171E-05 4.210E-06 1.000E+00 7.517E-04 1.116E-04 1.980E-04 1.341E-04 7.370E-06 6.085E-05 2.929E-05 1.053E-05 PHASE (DEG) -3.150E-01 -5.541E+00 7.924E+01 -3.532E+00 8.456E+01 2.452E+01 8.365E+01 1.707E+02 9.141E+01 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -4.911E+00 8.019E+01 -2.272E+00 8.613E+01 2.641E+01 8.586E+01 1.732E+02 9.425E+01 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 7.996676E-02 PERCENT THDOUT=20log(7.996676E-04) = -61.941dB 37 Sinusoide di ampiezza 0,8V ad 100kHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+05 2.000E+05 3.000E+05 4.000E+05 5.000E+05 6.000E+05 7.000E+05 8.000E+05 9.000E+05 8.000E-01 2.747E-08 8.709E-09 9.179E-08 9.513E-07 4.094E-08 8.927E-07 1.692E-07 9.173E-08 1.000E+00 3.434E-08 1.089E-08 1.147E-07 1.189E-06 5.117E-08 1.116E-06 2.115E-07 1.147E-07 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.804E-03 1.951E+00 -5.088E+00 -6.277E+00 -7.527E+00 1.642E+02 -7.576E+00 1.705E+02 1.672E+02 0.000E+00 1.955E+00 -5.083E+00 -6.270E+00 -7.518E+00 1.642E+02 -7.563E+00 1.706E+02 1.672E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.653488E-04 PERCENT THDIN=20log(1.653488E -06) = -107.853 dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.499046E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+05 2.000E+05 3.000E+05 4.000E+05 5.000E+05 6.000E+05 7.000E+05 8.000E+05 9.000E+05 7.986E-01 3.479E-04 9.343E-04 3.706E-04 6.334E-04 3.627E-04 4.619E-04 2.165E-04 2.237E-04 1.000E+00 4.357E-04 1.170E-03 4.640E-04 7.932E-04 4.541E-04 5.783E-04 2.710E-04 2.801E-04 PHASE (DEG) -3.301E-01 1.834E+00 3.019E+01 1.451E+01 -1.362E+02 -3.868E+01 5.261E+01 1.209E+02 -1.403E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 2.495E+00 3.118E+01 1.583E+01 -1.346E+02 -3.670E+01 5.492E+01 1.235E+02 -1.374E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.759379E-01 PERCENT THDOUT=20log(1.759379E-03) = -55.092dB 38 Sinusoide di ampiezza 0,1V ad 10MHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+07 2.000E+07 3.000E+07 4.000E+07 5.000E+07 6.000E+07 7.000E+07 8.000E+07 9.000E+07 1.000E-01 2.007E-09 1.305E-09 9.498E-10 5.260E-10 7.788E-10 1.017E-09 9.377E-10 2.639E-09 1.000E+00 2.007E-08 1.305E-08 9.498E-09 5.260E-09 7.788E-09 1.017E-08 9.377E-09 2.639E-08 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.801E-03 1.388E+02 4.453E+01 1.079E+02 -1.645E+02 1.101E+02 6.230E+01 9.662E+01 -1.594E+02 0.000E+00 1.388E+02 4.453E+01 1.080E+02 -1.645E+02 1.101E+02 6.232E+01 9.663E+01 -1.594E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 4.048612E-04 PERCENT THDIN=20log(4.048612E-06) = -107.853 dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.497889E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+07 2.000E+07 3.000E+07 4.000E+07 5.000E+07 6.000E+07 7.000E+07 8.000E+07 9.000E+07 9.556E-02 3.247E-03 6.258E-04 1.016E-04 1.816E-05 4.545E-06 8.567E-07 2.675E-07 1.206E-07 1.000E+00 3.398E-02 6.549E-03 1.063E-03 1.900E-04 4.756E-05 8.966E-06 2.800E-06 1.262E-06 PHASE (DEG) -3.053E+01 -1.206E+02 1.742E+02 1.096E+02 8.428E+00 -9.319E+01 1.733E+02 5.537E+01 -4.902E+01 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 -5.957E+01 2.658E+02 2.317E+02 1.611E+02 8.997E+01 3.870E+02 2.996E+02 2.257E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 3.462596E+00 PERCENT THDOUT=20log(3.462596E-02) = -29.221 dB 39 Sinusoide di ampiezza 0,4V ad 10MHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+07 2.000E+07 3.000E+07 4.000E+07 5.000E+07 6.000E+07 7.000E+07 8.000E+07 9.000E+07 4.000E-01 6.095E-09 2.106E-09 3.467E-09 8.867E-10 2.774E-09 2.421E-09 3.560E-09 1.320E-08 1.000E+00 1.524E-08 5.265E-09 8.669E-09 2.217E-09 6.936E-09 6.051E-09 8.901E-09 3.300E-08 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.801E-03 1.236E+02 5.810E+01 1.287E+02 -1.743E+02 1.224E+02 -1.607E+02 1.041E+02 -1.709E+02 0.000E+00 1.236E+02 5.811E+01 1.287E+02 -1.743E+02 1.224E+02 -1.607E+02 1.041E+02 -1.709E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 3.991494E-04 PERCENT THDIN=20log(3.991494E-06) = -107.977dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.442562E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+07 2.000E+07 3.000E+07 4.000E+07 5.000E+07 6.000E+07 7.000E+07 8.000E+07 9.000E+07 2.644E-01 3.082E-02 2.399E-02 7.400E-03 5.343E-03 3.763E-03 1.587E-03 1.858E-03 4.124E-04 1.000E+00 1.166E-01 9.073E-02 2.799E-02 2.021E-02 1.424E-02 6.004E-03 7.028E-03 1.560E-03 PHASE (DEG) -5.659E+01 1.146E+02 1.242E+01 1.553E+02 7.028E+01 -1.356E+02 1.341E+02 -7.059E+01 -1.748E+02 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 2.278E+02 1.822E+02 3.817E+02 3.532E+02 2.040E+02 5.302E+02 3.822E+02 3.345E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.526685E+01 PERCENT THDOUT=20log(1.526685E-01) = -16.325dB 40 Sinusoide di ampiezza 0,8V ad 10MHz Sinusoide in ingresso DC COMPONENT = 2.500000E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+07 2.000E+07 3.000E+07 4.000E+07 5.000E+07 6.000E+07 7.000E+07 8.000E+07 9.000E+07 8.000E-01 9.949E-09 2.862E-09 6.470E-09 2.820E-09 7.075E-09 3.151E-09 9.095E-09 2.501E-08 1.000E+00 1.244E-08 3.578E-09 8.088E-09 3.524E-09 8.844E-09 3.939E-09 1.137E-08 3.126E-08 PHASE (DEG) NORMALIZED PHASE (DEG) -1.801E-03 1.283E+02 5.181E+01 1.244E+02 1.713E+02 1.245E+02 -1.702E+02 9.686E+01 -1.695E+02 0.000E+00 1.283E+02 5.182E+01 1.244E+02 1.713E+02 1.245E+02 -1.702E+02 9.687E+01 -1.694E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 3.801883E-04 PERCENT THDIN=20log(3.801883E-06) = -108.4dB Sinusoide in uscita DC COMPONENT = 2.377746E+00 HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1.000E+07 2.000E+07 3.000E+07 4.000E+07 5.000E+07 6.000E+07 7.000E+07 8.000E+07 9.000E+07 2.688E-01 3.120E-02 3.162E-02 8.832E-03 8.515E-03 5.151E-03 3.571E-03 2.802E-03 1.622E-03 1.000E+00 1.161E-01 1.177E-01 3.286E-02 3.168E-02 1.916E-02 1.329E-02 1.042E-02 6.034E-03 PHASE (DEG) -7.408E+01 6.332E+01 -5.520E+01 5.405E+01 -4.333E+01 6.774E+01 -3.233E+01 8.009E+01 -2.567E+01 NORMALIZED PHASE (DEG) 0.000E+00 2.115E+02 1.670E+02 3.504E+02 3.271E+02 5.122E+02 4.862E+02 6.727E+02 6.410E+02 TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.734720E+01 PERCENT THDOUT=20log(1.734720E-01) = -15.215dB 41 Caratteristiche del nostro Amplificatore Operazionale Alimentazione Carico 5V RL=1kΩ e CL=10pF Guadagno di anello in continua 64.944dB Prodotto Banda-Guadagno 18.7MHz Margine di Fase 70.34° Massima Ampiezza del Segnale in ingresso 0.8V Offset Sistematico 0.9mV Dissipazione di Potenza Statica 1.32mW Guadagno Differenziale in continua 64.944dB Guadagno di Modo Comune in continua -7.042dB CMRR in continua 71.986dB PSRR+ in continua 114.55dB PSRR- in continua 75.752dB Rumore equivalente in ingresso a 10MHz 13 nV Hz SR+ 11.73 V μs SR- 13.38 V μs Tempo di Assestamento(1%)+ 156ns Tempo di Assestamento(1%)- 120ns 42