INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONALESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECANICA Y ELÉCTRICA FUENTE DE PODER CONMUTADA RETROALIMENTADA POR VOLTAJE TESIS QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA PRESENTAN MIGUEL FRANCISCO LÓPEZ MENDOZA SERGIO IRINEO HÉRNANDEZ ASESORES: ING. ROBERTO BACA ARROYO ING. MAURICIO DARIO SANCHEZ RAMOS MÉXICO, D. F. 2007 Gracias……. Hoy quiero dar las gracias por existir, por sonreír y celebrar que todavía queda mucho por vivir, hoy quiero decir gracias por vivir, gracias por un día soleado donde poderme divertir, gracias por tener conciencia, tener el don de hacer ciencia que aboga por la no violencia, gracias a mis padres bondadosos que me arroparon con besos, voy a hacerlos sentir orgullosos y a mis hermanos por su confianza, por enseñarme que la base es el trabajo y la constancia, gracias por no caer en la maldad y en la ignorancia, por nacer en tierra de luz y abundancia, gracias por mis momentos de paz sin malas sorpresas, por una cama y un plato lleno en mi mesa, gracias por quejarme sólo de problemas mínimos y a Montse por su amor, sus apoyos y ánimos, gracias, gracias. Amigos Por que en esas noches de proyectos me dejaron descansar A los que no lo eran Por hacerme reaccionar, les digo gracias. A mis maestros, incansables y sin doma, grandes Ingenieros y lo que es más importante, grandes personas. ESIME, fue mi cobijo en esta selva, habrá respeto y afecto siempre que allí vuelva. Gracias…… Ing. Sergio Irineo Hernández. Índice: Objetivo general. Alcances. Resumen. Generalidades. Capitulo 1 Tecnología del transistor de efecto de campo oxido metal. 1.1 Principio de funcionamiento. 1.2 Respuesta en frecuencia. 1.3 Fenómenos de ruptura. 1.4 Operación en altas temperaturas. Capitulo 2 Fuente de poder conmutada con aislamiento de línea 60 Hz. 2.1 Rectificador de entrada y filtro. 2.2 Elemento de conmutación. 2.3 Circuito de control. 2.4 Rectificador de salida y filtro. 2.5 Desventajas de la fuente de poder conmutada comercial. 2.6 Fuente de poder conmutada con transistor de efecto de campo metal oxido. Capitulo 3 Fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. 3.1 Rectificador de entrada monofásico y filtro. 3.2 Red de arranque. 3.3 Convertidores flyback. 3.3.1 Diseño de los inductores auxiliares. 3.4 Circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso. 3.5 Circuito de salida. Capitulo 4 Resultados y perspectivas. 4.1 Elaboración del prototipo. 4.2 Mediciones. 4.3 Características eléctricas. 4.4 Perspectivas. Justificación económica Conclusiones Referencias Apéndices 1 1 1 2 4 4 6 7 10 11 11 12 13 15 16 17 20 20 21 22 24 26 29 31 31 33 34 35 36 39 40 41 OBJETIVO GENERAL En este trabajo, se implementara una topología de fuente de poder conmutada, que opera bajo el principio de “retroalimentación por voltaje”, para proporcionar mejoras a las limitaciones de las fuentes de poder conmutadas comerciales. ALCANCES 1. Proponer un método alternativo, para conseguir aislamiento de la línea de 60Hz por retroalimentación de voltaje, sin la necesidad de utilizar elementos de conmutación (transistores bipolares de potencia), que operen en altas frecuencias y en la región de corte-saturación. 2. Operar la fuente de poder conmutada con retroalimentación por voltaje, a una frecuencia de operación de alrededor de 20KHz, para evitar el envejecimiento prematuro de los elementos de conmutación. 3. Evitar el fenómeno de ruptura secundaria, debido a la operación de los transistores con altas O temperaturas de unión TJ > 150 C, debido a la existencia de la inyección de portadores minoritarios. 4. Reducir las limitaciones del elemento de conmutación (transistor de potencia), en el manejo de altas densidades de corriente, para asegurar una temperatura promedio de operación en el área de operación segura SOA, dentro de su curva característica I-V, sin necesidad de utilizar un disipador metálico de calor. RESUMEN En este trabajo, se presenta una alternativa para solucionar el problema que existe en las fuentes de poder conmutadas de computadora personal, a partir del principio de funcionamiento del transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET. El principal interés por desarrollar este trabajo, es buscar soluciones para mejorar el rendimiento en las fuentes de poder conmutadas que existen comercialmente. Para conocer las limitaciones que existen en la actualidad en una fuente de poder conmutada de PC, se estudia el funcionamiento de una fuente de poder conmutada tradicional de PC, y así se conoce su principio de funcionamiento, detectando de está manera los puntos débiles de está tecnología, que ha sido utilizada ampliamente desde 1970. A pesar de que una fuente de poder conmutada presenta una alta eficiencia de operación, por su alta densidad de corriente que se obtiene a su salida, carece de estabilidad cuando opera en altas frecuencias (>50KHz), debido a que los dispositivos semiconductores, como los transistores bipolares de potencia, presentan un bajo rendimiento, por el alto contenido armónico en la señales de voltaje y corriente. El trabajo está organizado de la siguiente forma: CAPITULO I. Este capitulo, está dedicado a explicar las ventajas tecnológicas que permiten reemplazar un transistor MOSFET por un transistor BJT. Aquí se discuten algunos parámetros desde el punto de vista de la física electrónica, como la respuesta en frecuencia, fenómenos de ruptura y operación en altas temperaturas de los dispositivos semiconductores de tres terminales. 1 con las respectivas lecturas de la señal de control PWM. Así como también. En este capitulo. se da a conocer el aspecto del prototipo del diseño de la fuente de poder conmutada. lo que implica que el diseñador deba de algún modo desarrollar una salida de voltaje entre 2 ó 3 veces mayor. deberá agregarse. se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. (d) inductores auxiliares.CAPITULO II. Se explica el funcionamiento del circuito integrado TL494. CAPITULO IV. explica en forma detallada. Estabilidad y capacidad de operación con carga. (c) convertidor flyback. Costos de fabricación. Fácil adquisición. y simplemente agregar 2 filtros capacitvos para estabilizar la señal. La desventaja del regulador tipo lineal. para conocer sus limitaciones de funcionamiento. así como también se utiliza la información contenida en las hojas del fabricante del TL494. es la eficiencia promedio del regulador lineal. para su adaptación en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. un regulador lineal completo. Por otra parte. que mejor satisfaga estos requerimientos. Este capitulo. Para una salida de potencia aproximadamente menor a 10W. Así que para cada salida de voltaje adicional requerida. para satisfacer la salida requerida de voltaje. los costos de sus componentes y los costos de manufactura son menores. conmutadas ó lineales tienen distintas cualidades. En este capitulo. el principio de funcionamiento de una fuente de poder conmutada comercial. 3. deberá colocarse antes de la fuente lineal de potencia. que se utilizará como fuente de poder conmutada a base de un transistor MOSFET. Así que. (b) red de arranque. entre otras. comparables con el regulador conmutado. con el principio de funcionamiento de una topología flyback. que corresponden a: (a) rectificador monofásico de entrada y filtro. El regulador lineal genera algo ó nada de ruido eléctrico a su salida. GENERALIDADES La opción de utilizar fuentes de poder conmutadas ó lineales. y su tiempo de respuesta de carga dinámica (tiempo que toma para responder a cambios en la corriente de carga). se proponen las perspectivas. Otra desventaja importante. con la idea de utilizar el tipo de fuente de poder mas apropiada en un diseño particular. que permiten el mejorar el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. Ésta condición de prealimentación. Ambas fuentes de poder. Esto significa que en situaciones fuera de línea. También se comienza explicando. Se indican los resultados alcanzados. En aplicaciones normales. la propuesta de este trabajo. incrementa el costo. Una fuente de poder lineal. se basa principalmente en las necesidades de cada aplicación. con respecto a la tecnología utilizada en los dispositivos semiconductores de tres terminales. es que solo puede ser utilizado como regulador reductor. cada regulador lineal. un transformador de 60Hz con rectificador y filtro. Se puede comprar un regulador lineal completo en un encapsulado. ofrece al diseñador tres principales ventajas: 1. es realmente mínimo. 2. CAPITULO III. más de un watt se desperdicia dentro de la fuente de energía. con las mediciones registradas sobre el circuito de control TL494. los reguladores lineales exhiben eficiencias del 30 a 60%. en un diseño particular. Se desarrolla el diseño por etapas. (e) circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso. 2 . puede tener solo una salida. (f) circuito de salida. Esto significa que por cada watt entregado a la carga. es necesario considerar el costo y los requerimientos eléctricos al seleccionar el tipo de fuente de poder. Esto significa que los transistores de potencia. Hasta este punto. principalmente a niveles más altos de potencia de salida. que la fuente lineal. dentro de la fuente de poder. prototipo y pruebas antes de llevar a cabo la etapa de producción. Los avances en las nuevas topologías. Obviamente este perfeccionamiento del diseño lleva un costo. A partir de que la frecuencia de operación de una fuente de poder conmutada. son mucho más pequeños y el costo para construir una fuente de poder conmutada. son elegidas para potencia y regulación a nivel de tarjeta. Los transistores de potencia dentro de la fuente de poder conmutada. El diseñador experimentado. se utilizan en situaciones. llega a ser menor que el de una fuente lineal a niveles mas altos de potencia. que ocurre en el transistor de paso y es desafortunadamente necesario para desarrollar las operaciones básicas requeridas. entre línea baja y línea alta. una fuente de poder conmutada. Para el perfeccionamiento del diseño. los componentes magnéticos y capacitivos. En resumen. Estos defectos se hacen más notorios. tamaño y costo. existe un desperdicio de energía. debido a su versatilidad. es altamente variable y el voltaje de alimentación de carga requiere ser restringido. así como en la tecnología de semiconductores. esto hace que el regulador conmutado. Muchas consideraciones. diseño. Las fuentes de poder lineales. El punto donde el costo del disipador de calor comienza a ser excesivo. pueden entregar muchas veces su valor de potencia a la carga. El regulador conmutado evita todos los defectos del regulador lineal. antes de la etapa de producción. y componentes magnéticos. lineales y conmutadas. en donde un voltaje de alimentación en reposo es necesario. esto reduce drásticamente el tamaño requerido del disipador de calor y por lo tanto su costo. como es el caso. lleva al desarrollo de nuevas aplicaciones. no es simple. Esto hace necesario agregar un disipador de calor al transistor de paso. la industria tiene áreas acondicionadas con fuentes de poder. no es un problema. cualquier pieza metálica conveniente puede disipar adecuadamente el calor desarrollado. eficiencia. tal como un acumulador y aplicaciones donde la vida del acumulador y la temperatura interna y externa sean importantes. sin importar el voltaje de entrada. en donde el sistema de distribución de potencia dentro del equipo. del presente trabajo de tesis. demasiado grande durante la mayor parte de su tiempo de operación. Primero. con una mayor gama de aplicaciones. de acuerdo a sus especificaciones. trabajan en sus puntos más eficientes de operación: saturación y corte. donde se necesita de una mayor eficiencia y la disipación de calor presenta un problema. debe planearse entre 4 a 6 meses de trabajo de esfuerzo. incluso si hay un diseño publicado que resuelva las necesidades del sistema. Las fuentes de poder conmutadas. El diseño de una fuente de poder conmutada. se deben tomar en cuenta. la fuente de poder conmutada exhibe eficiencias del 68 al 90%. También son utilizados donde se requiere una baja sobre carga y en donde la generación de calor. necesitará al menos de 3 meses de trabajo. 3 . Generalmente. cuando el voltaje de entrada se modifica. se preferida en la mayoría de las aplicaciones. sea una mejor opción. dependiendo de su complejidad. Son usualmente utilizadas en circuitos. es cerca de los 10W de la potencia de salida. sea mucho mayor que la frecuencia de línea de 60Hz. así como en circuitos analógicos de audio ó de interfase. Todas estas ventajas hacen de la fuente conmutada de energía una opción mucho más versátil. utilizados para el almacenamiento de energía. al menor costo.Cuando se utiliza un transistor como regulador lineal. como elementos de conmutación. Debido a la alta corriente de drenaje ID y al bajo voltaje de drenaje VD. no existe retardo de tiempo por el almacenamiento de la recombinación de portadores minoritarios en el MOSFET. depende de la corriente inyectada en la base. para controlar el flujo de corriente del drenaje ID. como es requerido para la operación de un transistor BJT [3]. Estos dispositivos. y los Transistores Semiconductores Óxido de Metal por Efecto de Campo MOSFET. es un dispositivo activado por voltaje. sea bajo. La diferencia en la difusión lateral entre la región de base P y la región de fuente N define la región del canal superficial [2]. se operan en la región lineal. En este dispositivo. 1. en donde la corriente de la base es lo suficientemente alta para que el voltaje colector-emisor VCE.1 PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO Una estructura MOS. presentan ciertas limitaciones. que requiere corriente de base IB para controlar el flujo de corriente del colector IC. Si VGS es mayor que o igual a un valor conocido como voltaje umbral. tienen en general. tal como se observa en la Fig. En especial los Transistores de Juntura Bipolares BJT. 1. es un dispositivo activado por corriente. no es un parámetro importante. El transistor BJT opera en la región de saturación. como lo es la transconductancia. un voltaje inducido atraerá los huecos del substrato n. durante la desactivación. es fabricada usando tecnología de difusión planar con un material de compuerta refractario. la región de base P y la región de + fuente N . se utilizan hoy en día. la corriente de electrones fluirá de la fuente al drenador [1] 4 . la ganancia de corriente en un transistor MOSFET. Dado que la corriente de colector. y el transistor pueda actuar como interruptor [1]. se acumulará un número suficiente de huecos para formar un canal virtual p y por consiguiente. no tiene un canal físico. que requiere solamente una pequeña corriente de compuerta. La conducción de corriente en un transistor MOSFET. como el poli silicio. El transistor BJT. en especial en Fuentes de Poder Conmutadas con Aislamiento de Línea. etc. que es la relación entre la corriente de drenaje ID y la corriente de compuerta IG. como la activación y desactivación. como son la respuesta en frecuencia. como interruptores [1]. son difundidas a través de una ventana común definida en los extremos de la compuerta + de poli silicio. Cuando VGS es positivo. operación en altas temperaturas. La ganancia en corriente. Además. difieren de los ideales.CAPITULO 1 TECNOLOGÍA DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO ÓXIDO DE METAL Los dispositivos de potencia. VT. los MOSFET de potencia.1. Sin embargo. El transistor MOSFET. fenómenos de ruptura. características de control. ocurre a través del transporte de portadores mayoritarios en la región de arrastre sin la presencia de la inyección de portadores minoritarios. El MOSFET tipo de enriquecimiento de canal p. para aplicaciones de baja y mediana potencia. la ganancia de corriente β es altamente dependiente de la temperatura de unión. como función de la relación de la corriente de drenaje ID y del voltaje compuerta-fuente VGS. y los acumulará en la superficie por debajo de la capa de óxido. que define las características de transferencia. es típicamente del orden de 109. Los transistores de potencia reales. con un voltaje de compuerta mínimo y para alcanzar una alta respuesta en frecuencia. es entonces determinada por el diseño del canal y la estructura de compuerta. Si la compuerta se deja flotada. 1. Esto puede ser acompañado por la aplicación de una polarización positiva de compuerta. Por la consiguiente aplicación de un voltaje de drenador positivo. Una mayor transconductancia es deseable para obtener una capacidad de manejo de alta corriente. Esquema de un transistor MOSFET y su diagrama de bandas de energía La corriente de transporte desde drenador a la fuente en un transistor MOSFET de potencia.1. Esto induce una modulación en la región del canal. este potencial puede alcanzar un acoplamiento a través de la capacitancia compuerta-fuente. es controlado por la resistencia de estas regiones [2]. La polarización de compuerta modula la conductividad de la región del canal por la creación del campo eléctrico intenso perpendicular a la superficie del semiconductor a través de la capa del óxido. el cual puede producir un indeseable flujo de corriente a voltajes de drenaje por debajo de los límites de ruptura por avalancha. y la región de arrastre N. Este importante parámetro del dispositivo MOSFET de potencia. La transconductancia.Una importante conexión del electrodo de compuerta a la fuente. a un potencial del drenador. establece el potencial en un punto durante el estado de bloqueo directo. resulta un flujo de corriente entre el drenador y fuente a través de la región de arrastre N al canal. es + esencial para formar la trayectoria de conducción extensible entre la región de fuente N . Fig. está definido por: gm I DS VGS 5 . El flujo de corriente. el canal comienza a ser conductivo. Otra limitación para lograr la operación en alta frecuencia de un MOSFET. Para un mayor voltaje de polarización de la compuerta. mientras la resistencia de la región de arrastre permanece constante. se + observa la formación de los transistores bipolares parásitos con regiones N -N-P [2]. es esencialmente resistivo. estará en función del voltaje de ruptura BVpp. para el MOSFET. comienza a disminuir. 1. disminuye con el incremento de la polarización de compuerta. 6 . y la resistencia de encendido RDS comienza a ser independiente de la polarización de compuerta [2]. que cruza a través de la región de arrastre [2]. L es la longitud del canal y d es el espesor de la región de arrastre. 1.Cuando la polarización positiva de compuerta es aplicada.2. Un simple circuito equivalente para el MOSFET de potencia. con respecto a la resistencia de la región de arrastre. pero si. Para alcanzar una respuesta en altas frecuencias. el flujo de corriente. que se puede permitir la ruptura secundaria. con una resistencia de encendido RDS determinada por la suma de la resistencia del canal y la resistencia de arrastre. A bajos voltajes de drenaje. Esto no permite. Fig.11 1011 L 7/6 1 BV pp d En está fórmula. entonces por consiguiente. se ilustra una curva característica corriente-voltaje de salida.1. El tiempo de tránsito. En la Fig. se activa el transistor bipolar parásito y permite la inyección de portadores minoritarios. es importante conseguir una longitud del canal menor [2]. es la necesidad de cargar y descargar la capacitancia de entrada de compuerta. fT 6. que se disminuya la conmutación del MOSFET de potencia. limita la respuesta en frecuencia en el MOSFET. En la Fig. que es el tiempo de tránsito. por la ausencia de portadores minoritarios de transporte. 1.2 RESPUESTA EN FRECUENCIA El transistor de potencia MOSFET es inherentemente capaz de operar en altas frecuencias. se ilustra en la Fig. La resistencia del canal. 1. la resistencia del canal. Curvas Características de salida corriente-voltaje de un transistor MOSFET de potencia + Polarizando directamente la unión N -P. 1.2. Existe una limitación principal de operación en altas frecuencias. para un MOSFET de potencia [3].3. este tiempo. En la Tabla I.4. En la Fig. ya que está carga determina la conductividad del canal [2].Fig. se indican los valores de los diferentes tiempos de conmutación para un transistor MOSFET de potencia. los tiempos de activación y desactivación de un transistor MOSFET de potencia. surge de la estructura MOS creada por el eléctrodo de compuerta. se muestra una curva característica corriente-voltaje. es determinado por la constante dieléctrica ε y espesor de la capa aislante t.3 FENÓMENOS DE RUPTURA El área de operación segura SOA. 7 . sobre la región de base P. comparados con los tiempos de encendido y apagado para un transistor BJT [4]. Sin embargo. como el de la Fig. son muy pequeños. a voltajes bajos del drenador. (2) la capacitancia CP. Se conoce bien.3. para un MOSFET de potencia. es controlado por la razón de carga removida sobre el electrodo de compuerta. que a la corriente máxima. que permite considerar suficientemente. entre la fuente y el electrodo de compuerta CM A t El tiempo de desactivación en un MOSFET.1. es limitada por la disipación de potencia. 1. TABLA I. La capacitancia total compuerta-fuente es dada por C GS C N C P C M La capacitancia entre la fuente y el electrodo de compuerta CM. Circuito equivalente simple de un transistor MOSFET Para una estructura MOS. y (3) la capacitancia CM. 1.1: (1) La capacitancia de entrada compuerta-fuente CN. en la que se indica la región SOA [3]. Tiempos de conmutación para un MOSFET de potencia 1. la prevención de la destrucción del MOSFET [2]. así como también del área A traslapada. está determinada por el límite de operación del dispositivo. para un MOSFET de potencia. con un electrodo de compuerta extendido entre celdas adyacentes. surge por funcionamiento de la fuente de metal sobre el electrodo de compuerta. 1. surge por la cubierta del electrodo de compuerta sobre la región del emisor N+. que el flujo del dispositivo toma dos trayectorias.Fig.4. se muestra por IE IO qR B 1 KT M 1 I O El factor de multiplicación M. considera. puede ser susceptible a la falla. El transistor bipolar parásito no es capaz de soportar por más tiempo una ruptura de voltaje BVCBO. La ruptura en los MOSFET de potencia. fluye lateralmente a lo largo de la base P.6 a 0.7V. que causa el flujo lateral de corriente de base. está relacionado por el voltaje del drenador. cuando se incrementa la corriente del drenador [2]. se refiere a una repentina reducción en la capacidad de voltaje de bloqueo. si la duración de los transitorios es también menor para prevenir la excesiva disipación de potencia. es incrementado cercano al voltaje de ruptura de avalancha. y que puede obtenerse a partir de una expansión de primer orden del término exponencial de la ecuación de la corriente del emisor [2]. y el voltaje de ruptura a partir de M 1 VD 4 1 BV 8 . a partir de un voltaje de polarización VB. 1. incluso. ha sido observado en los MOSFET de potencia. para poder evaluar los efectos de la ruptura secundaria. Área segura de operación de un transistor MOSFET Bajo la aplicación simultanea de alta corriente y alto voltaje. Es originado por la presencia del transistor bipolar parásito en la estructura del dispositivo [2]. la corriente fluye en el interior de la región base P en adición al flujo de corriente perpendicular dentro del canal. Este término. Cuando la polarización directa sobre el emisor excede de 0. Durante la ruptura secundaria. Este fenómeno. este comenzará a inyectar portadores. la corriente del emisor es causada por polarización directa. una a través del canal MOS y la otra a través del transistor parásito bipolar activo [2]. el dispositivo. Este modo de falla ha sido referido a la ruptura secundaria. La corriente de avalancha colectada dentro de la región base P. Cuando el voltaje del drenador. bajo aplicaciones simultáneas. en comparación con un transistor BJT. causado por la ionización por impacto. al cual la ruptura secundaría ocurre. Este intentará alcanzar un voltaje de ruptura. en donde la alta corriente y voltaje. Un MOSFET de potencia. determina la disipación de potencia durante la conducción de corriente. la resistencia en el transistor incrementa.El voltaje del drenador. BV. sin embargo. el voltaje de ruptura BV. BV corresponde al voltaje de ruptura. deben estar en función del factor de multiplicación por IE M 1 I M 1 R B M 1 IS IM 1 R B M 1 Como el voltaje de drenador incrementa. SB BV qR B I O 1 KT 0. que puede causar la ruptura secundaria ocurre. es susceptible a incrementarse. Para altos voltajes de drenador. se puede obtener de las ecuaciones anteriormente descritas V D . Cuando la temperatura incrementa. causa una multiplicación por avalancha de la corriente del canal. que decae en la base P sobre la corriente del canal. por efecto del voltaje lateral. RB es la resistencia de base. La capacidad de corriente de operación para el MOSFET.25 En estas ecuaciones. es V D . el factor de multiplicación también incrementará y causará un incremento peligroso en la corriente de la fuente. es la temperatura de la unión base-emisor. IO. también incrementa con la temperatura. en la región del canal. son comúnmente requeridos para circuitos inductivos de baja y mediana potencia. puede ser usada para proveer una limitación de corriente. como resultado se tiene una reducción de la movilidad. y T. Para altos voltajes de drenador. fue desarrollado para resolver las limitaciones de funcionamiento. El voltaje del drenador. esto es asociado como un efecto de compensación. SB BV 1 RB 0. el alto campo eléctrico. La corriente de saturación en un transistor de potencia MOSFET. es la resistencia de base. es la corriente de saturación para un diodo de unión. Otro fenómeno. RB. corresponde al voltaje de ruptura. en la operación del MOSFET. al cual está ruptura puede ocurrir.25 En está ecuación. 9 . entonces la corriente base y de la fuente. la resistencia RB en la base P. y M es el factor de multiplicación. es el coeficiente de polarización que relaciona a la corriente del drenador con respecto a la corriente de base. que incrementa con la temperatura.4 OPERACIÓN EN ALTAS TEMPERATURAS Un MOSFET de potencia. Estos dispositivos. Aunque esto puede parecer una primera señal de que es una característica indeseable. es el incremento de la resistencia de encendido RDS. esta relacionado por la ausencia de la inyección de portadores minoritarios. están comercialmente disponibles con una temperatura pico en el O rango alto de los 200 C. la movilidad para huecos y electrones disminuye con la temperatura. causando un incremento en la resistividad local. 10 . por que incrementaría de disipación de potencia.1. en el MOSFET de potencia. Esto intenta homogenizar la distribución de corriente y prevenir un calentamiento incontrolado en el MOSFET [2]. Un parámetro importante en la determinación de la operación en altas temperaturas de un MOSFET. exhibe muy buenas características de operación para altas temperaturas. Afortunadamente. en este caso. La habilidad del MOSFET de potencia para operar con elevadas temperaturas. esto da un importante beneficio en términos de la estabilidad del dispositivo. está integrado por un amplificador de error. 2. etc. Está técnica varía el tiempo de conducción de un transistor conmutado durante un periodo para el control y regulación del voltaje de salida. circuito de control por PWM.1. El asilamiento de entrada/salida. 2. se alcanza con un transformador de potencia T1. instrumentación electrónica y de control.1 RECTIFICADOR DE ENTRADA Y FILTRO Para desarrollar una fuente de poder conmutada para bajos voltajes de salida. así como también de un condensador electrolítico. 2. A continuación se describirán las características de funcionamiento de los circuitos que integran a la fuente de poder conmutada con aislamiento de línea. suministra energía al rectificador y filtro de salida. ofrece una excelente regulación de carga y estabilidad durante variaciones de temperatura [5]. 2. para abastecer de voltaje y corriente a la carga. semejantes como el diagrama eléctrico de la Fig.1. que se ve en la Fig. dimensionado para el voltaje pico de línea desde 170V hasta 200V. En la Fig. Este diagrama de bloques es universal y puede ser utilizado para varios tipos básicos de diseños. con capacidad para alta corriente. utilizada en equipos comerciales. se observan dos tipos de símbolos de referencia de tierra. 2. con una configuración Flyback. 2. se presenta el diagrama de bloques de una fuente de poder conmutada. con aislamiento para línea. utilizado como filtro. son del tipo moduladas por ancho de pulso PWM.3. Diagrama general de bloques de una fuente de poder conmutada El diagrama de bloques de la Fig. 11 .CAPITULO 2 FUENTE DE PODER CONMUTADA CON AISLAMIENTO DE LA LINEA DE 60Hz Hoy en día las fuentes de poder conmutada. los cuales tienen una tierra común con el rectificador y filtro de entrada. Fig. así como también en sistemas de comunicación. como sistemas de video. para un valor predeterminado. se debe disponer de un rectificador de onda completa. y un transformador auxiliar T2. utilizada como fuente de poder conmutada con aislamiento de línea. El método PWM. El transformador de potencia T1.1.2. En este diagrama de bloques. Como elemento de carga.3. y enseguida se obliga a cerrar la unión colector-emisor. Después de un instante de tiempo. el campo magnético desarrollado en el devanado principal N1.4. obtenido por el rectificador y el filtro. vía el diodo UT236. Rectificador de Entrada y Filtro 2. y un par de devanados secundarios N3 y N4. EB en la base. 2. así como también al par de devanados secundarios N3 y N4. para el elemento de conmutación (transistor bipolar). al mismo tiempo. 12 . debe abastecer al convertidor FLYBACK. se conecta un transformador con núcleo de ferrita. correspondientes al devanado principal N1. se realiza por medio de la aplicación de un pulso EA. al circuito de control de la Fig. el cual suministra un voltaje VIN. Entonces.6. por el devanado principal N1. devanado de retroalimentación N2. para abastecer del voltaje adecuado al circuito de control PWM. se induce sobre el devanado de retroalimentación N2. que se muestra en la Fig. el voltaje de encendido inicial. 2. consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente de colector IC. La activación del transistor BJT. Diagrama Eléctrico de una Fuente de Poder Conmutada con Aislamiento de Línea Fig. 2.2. se inyecta al capacitor C2.Fig. el cual contiene 4 devanados. 2.2 ELEMENTO DE CONMUTACIÓN El voltaje de CD con aproximadamente ~108V. [5] Por otra parte. se provee por el capacitor C2. el voltaje de compensación VIN. el cual se carga a través del resistor R1. Respuesta temporal del circuito de arranque RC 13 . 2. Elemento de conmutación (transistor BJT) Fig. El UC1524A. Este valor de corriente. La cantidad de corriente que puede proporcionar el circuito de arranque. el cual está sostenido. fue la primera versión de circuito integrado comercialmente utilizado. es adecuado para realizar la etapa de control. depende del valor mínimo necesario de la corriente que se requiere para hacer funcionar al circuito de control. desde la fuente de alimentación de línea. 2. 2. que está formado por el resistor R1 y por el capacitor C2. puede disminuir el voltaje de CD.3 CIRCUITO DE CONTROL El UC1524A. para el suministro de energía del circuito de control. En la Fig.El voltaje de encendido inicial.5. 2. a un valor menor de voltaje VIN. cuya región de operación. Fig. 2. vía el rectificador y filtro.4. para poder realizar el proceso de control en una fuente de poder conmutada. del circuito integrado UC1524A.5. que debe disponer un circuito de control PWM. Esta red RC.1. 2. como la configuración de la Fig. se ilustra en la Fig. se obtiene de las hojas del fabricante. se provee a través de un circuito de arranque. se muestra el diagrama de bloques correspondiente de los elementos necesarios. que debe satisfacer el funcionamiento de una fuente de poder conmutada.6. para el control PWM. corresponde a las terminales CA. entonces. 2. En el Capitulo 3. deja de funcionar. [5] Fig. que es un circuito de bajo costo y de fácil adquisición en el comercio. Si esta señal sobre pasa cierto valor limite. 2. se describirá en detalle. en donde se inyecta una señal de voltaje de pequeña amplitud. el funcionamiento interno del circuito de control PWM. se muestran las terminales de conexión del circuito integrado UC1524A. como se ve en la Fig.7. se inyecta vía el diodo D1. debido a que es indicativo de un exceso de corriente que atraviesa por el elemento de conmutación. el cual está configurado como un amplificador limitador de corriente con entradas CL(+). mientras que en la terminal INV. es inyectado vía el diodo D2 y el resistor de 4. provenientes de un amplificador de error con entradas INV y NI.1Ω. basado en el circuito integrado TL494. Diagrama de bloques de un control con retroalimentación La salida de modulación por ancho de pulso PWM. la fuente de poder conmutada. 2. por la comparación de una señal. esta integrado por un oscilador lineal diente de sierra de frecuencia programable por un resistor RT y un condensador CT externos. CL(-). cuyo voltaje de referencia VREF de 5V. 14 .7.7K a la terminal NI.En la Fig. 2. CB y EA.4. El UC1524A. y su filtro correspondiente. proveniente del devanado secundario N2. también se dispone de otro amplificador de error. entonces se puede cambiar la salida del comparador entre 0 y 1. la señal del voltaje de regulación. vía el amplificador de corriente construido con Q2.4. que permite la conducción del pulso resultante con el ciclo de trabajo correspondiente para activar al elemento de conmutación de la Fig.4. Con la señal del oscilador lineal diente de sierra.6. 2. que se observa en la Fig. además de que es muy semejante al circuito integrado UC1524A. para obtener las señales que serán inyectadas al elemento de conmutación de la Fig. EB del circuito UC1524A. 2. vía un resistor de 0. En este circuito integrado. se induce sobre el devanado de retroalimentación N2. así como también al par de devanados secundarios N3 y N4. Otro elemento importante. N3. también de un filtro LC.8. a base de un diodo 645C y UES2402. Circuito de control PWM 2.8. ya que la frecuencia de operación de la fuente de poder conmutada es de > 40KHz aproximadamente. Finalmente el rectificador de salida y filtro. que provee la señal del voltaje de regulación. 2. [5] Fig.7. así como devanado secundario N2. Entonces.8. integrado por un inductor L1.4 RECTIFICADOR DE SALIDA Y FILTRO Después de que el campo magnético desarrollado en el devanado principal N1. de la Fig. respectivamente con un voltaje de rizo ΔV. y un condensador electrolítico. 2. se dispone de un rectificador de media onda. devanados independientes N1. lo que permite que los elementos pasivos como inductores y condensadores. en cada devanado secundario N3 y N4. vía el diodo D1. respectivamente. 2. con capacidad de corriente de 7A y 1. respectivamente.Fig. es el conjunto transistor Q3. Rectificador de salida y filtro 15 . que se observa en la Fig. provee un voltaje de CD con +5V y +12V. 2.5A. sean de menor tamaño. mínimo posible. sobre el lado de la región de la base a la unión base-colector BC. sobre el área de operación segura SOA [4]. sin que ocurra un proceso de ruptura. y así se colectarán los electrones en la región n del colector. alcanza una extensión. que corresponde a la habilidad en el manejo de potencia con la temperatura de unión promedio y ruptura secundaria.9. que se inicia cuando se polariza directamente la unión base-emisor BE. [6] Fig. se indican sobre la curva característica corriente-voltaje IC-VCE del transistor BJT. asociada a la ionización por impacto. Estas limitaciones. presenta limitaciones por fenómenos de ruptura y limitaciones térmicas.2. hasta que alcancen a la unión base-colector BC. Para niveles altos de corriente. 2. Este tipo de transistor. en la unión base-colector BC [2]. Representación de un transistor npn y su diagrama de bandas de energía El voltaje de ruptura. que se presentan en el diseño de la fuente de poder conmutada de la Fig. correspondientes al emisor y al colector. A continuación las regiones n. En este instante. entonces los portadores mayoritarios. se puede observar un tipo de ruptura en el transistor npn. El funcionamiento de un transistor BJT. [6] Cuando la región de carga espacial WBE.2. entonces la región base-colector BC. Los fenómenos de ruptura. es principalmente. que estará dada por: 16 . que corresponde al voltaje de polarización. se basa en la modulación de corriente. 2. serán inyectados hacia el interior de la región de la base. como se ilustra en la Fig. dando origen al fenómeno de ruptura secundaría. una alta corriente fluye. donde serán acelerados por el potencial positivo. e inversamente la unión base-colector BC. 2. por las dos regiones n. que corresponde a la ruptura por avalancha o de ionización por impacto. requerido para un transistor npn. se puede estimar conociendo la distribución del área del campo eléctrico. en la región de deserción continua. son ocasionados por el aumento de la concentración de portadores mayoritarios en la región de la base del transistor BJT.5 DESVENTAJAS EN LA FUENTE DE PODER CONMUTADA COMERCIAL Entre las desventajas. alcanzará a la región base-emisor BE. principalmente.9. serán conectadas por una región de deserción. lo que implica que se tenga que utilizar un disipador de calor metálico [4]. la utilización de un transistor bipolar de unión BJT. y alcanza a la unión base-emisor. La disipación de potencia de esta forma. por el tiempo requerido para el reordenamiento de los portadores minoritarios. lo cual es una limitante. a base de un transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET IR740. Por otra parte. N3. es la concentración de donores en la región del emisor. la limitación térmica reducirá la potencia. 2. que los impuestos por limitación por ruptura secundaria. son dependientes de la temperatura de unión. 2. hacia el interior de la región de la base WB con respecto a la corriente total del emisor IE. hacia el interior de la base. WBE. por medio de un acoplamiento magnético. en donde sufren muchas colisiones con la red del semiconductor. mientras que ND. Este tiempo. se tiene que DnB. Para el caso de altas temperaturas. 17 . Ya que ambos parámetros. es la difusividad de electrones hacia el interior de la base. La expresión analítica de la eficiencia de emisor. disminuye. A continuación se describe el funcionamiento de está fuente de poder conmutada.10. si la temperatura de la unión permanece en un valor de estado estable [6]. disminuye por el subsiguiente aumento de la temperatura de la unión. así como del devanado secundario N2. es el número total de impurezas por unidad de área. ICVCB. por consiguiente está energía cinética se convierte en calor. NDE. se puede dar por 1 1 N AB WB D pE WBE qV exp BE DnB N DE WE 2 o ni KT De la ecuación. debe operar en alta frecuencia. el transistor Q3. DpE. es la región de carga espacial. que puede ser manejada para valores menores. es la concentración de donores en el colector. En el circuito de la Fig. El transistor Q3. τo. debido a que la razón de la corriente de difusión de electrones. que se presenta en los transistores BJT. La variación de la ganancia de corriente β a niveles altos de corriente. que a su vez depende de la difusividad de electrones DnB. se reduce por que la eficiencia de emisor. 2. es la difusividad de huecos hacia el interior del emisor. se propone el diagrama eléctrico de una fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. realiza la función de proveer la señal pulsante del voltaje de referencia a través de la conmutación del transistor. y de la región de la base WB. desarrollado por los devanados N1. por consiguiente el transistor Q3. es la concentración de aceptores en al región de base. puede ser transportada hacia afuera desde la unión base-colector. en la región de la base.BV qQB ro QB W B 2 ND En donde QB.8. dependerá de fenómenos de ruptura y limitaciones térmicas. WE. corresponde al tiempo de transito. para altos campos eléctricos. en la región de base del transistor BJT. es la extensión de la región del emisor. NAB. está asociada por la aceleración de portadores en la región de deserción base-colector. es el tiempo promedio en el que ocurre la recombinación de huecos inyectados hacia el emisor con los electrones en la región de carga espacial [6].6 FUENTE DE PODER CONMUTADA CON TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO OXIDO DE METAL En la Fig. la limitación térmica. vía el resistor. se coloca una red de arranque. el capacitor es cargado. el cual se activa. Diagrama eléctrico de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje Cuando se requiere suministrar energía alterna de la línea de 60Hz. con una constante de tiempo . 2. y activar la red de acoplamiento. para hacer operar al circuito integrado TL494. el cual sirve para suministrar el voltaje correcto del circuito integrado TL494. En seguida. permitiendo la circulación de corriente por los devanados primarios de los transformadores T1 y T2 con núcleo de ferrita marca ferroxcube [7]. En la red de arranque. 18 . proveniente de la línea. Cuando se suministra el voltaje de operación al circuito integrado TL494. vía el diodo de alta velocidad 1N4937. determinada por RC [5].Fig. entonces un número de pulsos son inyectados a la terminal de la compuerta del transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET. el cual induce un campo magnético al devanado de compensación NC incluido en el transformador T1. cuando la unión drenaje-fuente se cierra. en primer lugar se requiere disponer de un rectificador de onda completa y posteriormente de un filtro capacitivo de alto valor. que tiene como función compensar la cantidad de corriente faltante. formada por un circuito RC. para desarrollar una fuente de poder conmutada.10. desde la red de arranque. para conseguir un voltaje de CD. que proporciona la señal del control PWM al transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET IR740. debido. incrementa por la cantidad de corriente eléctrica. a que el voltaje de retroalimentación. la fuente de poder conmutada. vía el arreglo en paralelo de dos rectificadores 1N4937 (diodo de alta velocidad) y el filtro capacitivo. induce también un campo magnético a los devanados secundarios del transformador con núcleo de ferrita. solamente opera cuando la carga es conectada a los devanados secundarios de los transformadores de ferrita T1 y T2. Los devanados secundarios. en un voltaje de CD. que se exige por los devanados secundarios de ambos transformadores T1 y T2.En este momento. 19 . en este caso el funcionamiento de esta fuente de poder conmutada. proporcionado por el devanado de retroalimentación NR incluido en el transformador T2. el circuito integrado TL494. El devanado primario del transformador con núcleo de ferrita. tienen como función convertir la señal pulsante. ya puede inyectar un mayor número de pulsos a la terminal de la compuerta del transistor de efecto de campo óxido de metal IR740. En este tipo de diseño. será dependiente de la cantidad de carga. 3. determinado por (2): Vmin 4 Vm 15 (1) 4 Vm 3 (2) Vmáx 20 . se requiere conocer el voltaje del rizo V.1 RECTIFICADOR MONOFÁSICO DE ENTRADA Y FILTRO Para poder desarrollar una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de línea de 60Hz. se puede mencionar al rectificador monofásico de entrada. Fig.1. El rectificador de onda completa. que es un condensador electrolítico se deben conocer. En este capitulo. 3. se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. mientras que para obtener el valor máximo del condensador utilizado como filtro. 3. consiste en la explicación y cálculo de cada uno de los componentes de las diversas etapas del circuito. que se debe seleccionar en el circuito de la Fig. red de arranque. convertidor flyback. determinado por (1).CAPITULO 3 FUENTE DE PODER CONMUTADA RETROALIMENTADA POR VOLTAJE Para el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. se requiere disponer de un rectificador monofásico de onda completa. Para obtener el valor del filtro capacitivo. como se observa en la Fig. En la Fig. debe tener una capacidad de corriente de operación entre 2A y 4A. del capitulo 2. circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso y circuito de salida. se debe conocer el principio de funcionamiento de los elementos que la integran. transformador con núcleo de ferrita.1. se ve el diagrama del rectificador monofásico de onda completa. debe ser capaz de suministrar corriente a una carga inductiva pulsante. 2. Para obtener el valor mínimo del condensador utilizado como filtro. 3. se requiere conocer el voltaje del rizo V. la corriente eléctrica requerida para abastecer la carga. a través de un transistor MOSFET. Entre los elementos que integran la fuente de poder conmutada. se debe conectar un filtro capacitivo. Rectificador monofásico de onda completa y red de arranque El rectificador de onda completa.10. el valor del voltaje rizo. El procedimiento de diseño en está aplicación.1. así como la frecuencia de operación. así como un voltaje pico inverso de 400V. y posteriormente para obtener un voltaje de CD. obtenidas por desarrollo de SERIE DE FOURIER. f = 60Hz.5 V f R ln 1 L VCD (4) (5) 21 . 3.1. obtenido del filtro capacitivo VCD.5F 60 72. se obtiene a partir del valor del voltaje rizo correspondiente. El voltaje de CD. se utiliza la ecuación (3).5 577. así como el valor de: Vm = 170V. se requiere conocer el valor de la corriente mínima necesaria para operar al circuito de control TL494. (2). debe ser capaz de hacer funcionar al circuito de control. Entonces.5F 60 14. La ecuación (4). por: 1 C I L f V (3) SOLUCIÓN.15 C min Vmin 14.2 RED DE ARRANQUE Para suministrar el voltaje de operación al circuito integrado TL494. voltaje en el condensador a plena carga VL y la frecuencia de operación. cumple la condición anterior. De acuerdo con la ecuación (3): Vmán 72.El valor óptimo del condensador electrolítico. obtenido del condensador electrolítico C1. Para obtener el valor óptimo de la red de arranque RC. desde un suministro de energía alterna de línea de 60Hz. integrada por un circuito RC.5 115. se debe disponer de una red de arranque. conociendo previamente el valor del voltaje rizo. obtenidos anteriormente. corriente de carga y frecuencia de operación.43V C máx 0. voltaje de CD. se puede seleccionar entre el valor mínimo y el valor máximo de capacitancia. se utiliza para determinar el resistor limitador de corriente. con una corriente limitada por el resistor R1. IL = 0.15V 0. 3.5A . mientras que la ecuación (5).43 Un valor práctico para el condensador electrolítico. como se observa en la Fig. se utiliza para determinar el valor del condensador: R C VCD VL IC 1. Para determinar el valor del condensador electrolítico. que se obtiene de las ecuaciones (1). el valor de C = 470μF. 10. Fig. y el valor del condensador electrolítico C1. que se realiza por medio de la aplicación de un pulso en la compuerta. las correspondientes formas de onda asociadas.85 K 14 10 3 3. depende del valor mínimo necesario de corriente que se requiere para operar al circuito de control TL494. 3.3 CONVERTIDOR FLYBACK Para llevar cabo la conversión del voltaje y corriente CD-CD de forma aislada. se debe conocer previamente el valor de: VCD = 108V. el valor de R1 = 8. Para determinar el valor del resistor R1.85 10 ln 1 108 72. VL = 12V. Entonces. se deben seleccionar en función de la corriente mínima IC y por el valor del voltaje de operación VL del circuito integrado TL494. como se observa en el diagrama eléctrico de la Fig. En la Fig. 3. y en la Fig. 3. cumplen la condición de operación. se puede utilizar un convertidor flyback. El principio de funcionamiento de un convertidor flyback. 2.78F 3 Un valor práctico para el resistor R1 y condensador electrolítico C1. seguido del cierre de la unión drenador-fuente. De acuerdo con la ecuación (4) y (5): R1 C1 108 12 6. se obtiene de las hojas del fabricante. consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente ID = IP.2KΩ y C1 = 100μF.El valor de corriente IC.2b.2a. f = 60Hz. 3. por el inductor y por el transistor MOSFET. Convertidor flyback 22 . se ilustra el diagrama eléctrico simplificado de la topología del convertidor flyback. [8] SOLUCIÓN. IC =14mA.5 12 60 6. Este valor de corriente.2a. consiste en la activación del transistor MOSFET. que son requeridos por la carga. [9] Para el calculo de los devanados primario NP y secundario NS. cumple con estos criterios de diseño.2b. creando de esta manera un voltaje VL y por consiguiente la corriente IS.Por otra parte. se requiere conocer el valor de voltaje que será inyectado al devanado primario. del transformador con núcleo de ferrita. El transistor MOSFET IR740. debido a la corriente de saturación máxima. ayudará a que el inductor no se sature. 3. para el desarrollo de está aplicación. que se debe seleccionar para el diseño del convertidor flyback. a partir de la información que se proporciona en las hojas del fabricante.5. 3. y el valor de voltaje que será utilizado para suministrar a la carga. de los transformadores con núcleo de ferrita. Formas de onda del convertidor flyback asociadas al diagrama de la Fig.2a 23 . Fig. sobre el devanado secundario. debe tener una capacidad de corriente de operación mínima de 1A y un voltaje de unión drenador-fuente de 400V. se proporciona la información del fabricante del transistor IRF740. que se consume por ambos devanados. el campo magnético desarrollado en el inductor primario LP. que se ilustra en la Fig. En el apéndice. y así se pueda evitar la destrucción del dispositivo transistor MOSFET. 2. así como también la cantidad de corriente. El transistor MOSFET. satisface que el ciclo de trabajo k 0. se consigue a partir de: NP VP 108 4 f Ae Bm (6) NS VS 108 4 f Ae Bm (7) Por otra parte. La obtención del número de espiras por cada devanado.10. para el transistor MOSFET IR740. se induce sobre el inductor secundario LS. el valor del resistor de compuerta RG se obtiene. Cuando del pulso inyectado en la compuerta del transistor MOSFET. 81cm y Bm = 2500G.SOLUCIÓN. Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario. 3. 3. Ae = 0.07 espiras 4 20000 0. IP = 0. de ambos transformadores T1 y T2. respectivamente. se proporciona una tabla. De acuerdo con la ecuación (6) y (7): NP 54 108 333. VS = 5V.81 2500 La selección del calibre del alambre magneto.33 espiras 4 20000 0. Fig.5A.81 2500 NS 5 108 30.86 espiras 4 20000 0.3. se ilustra el aspecto de los transformadores T1 y T2.81 2500 Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario.81 2500 12 108 74. conociendo previamente el valor de: VP = 2 54V. f = 20KHz. IS = 2.3.81cm y Bm = 2500G. f = 20KHz. IP = 0. es generar un voltaje de retroalimentación y compensación de la corriente faltante para el suministro del circuito de control. 3. VS = 12V. en función de la capacidad de corriente de los devanados primario y secundario. se elige.33 espiras 4 20000 0. De acuerdo con la ecuación (6) y (7): NP NS 54 108 333. cuya función. del transformador T1.5A. En el apéndice.326A. En la Fig. que corresponden a inductores auxiliares. Ae = 0. se utilizan las ecuaciones (6) y (7). se utilizan las ecuaciones (6) y (7). también se dispone de dos devanados. del transformador T2.13A. que indica la relación calibre del alambre magneto AWG con la correspondiente capacidad de corriente.1 DISEÑO DE LOS INDUCTORES AUXILIARES En el transformador T1 y en el transformador T2 con núcleo de ferrita.3. IS = 1. conociendo previamente el valor de: VP = 2 54V. Aspecto del transformador con núcleo de ferrita para una frecuencia de 20Khz 24 . 48F 20000 0. IR = 0. respectivamente. que se ilustra en la Fig. En el apéndice. Como en el circuito de control TL494. [10] Para determinar el valor del condensador de retroalimentación. En la Fig. 2. VR = 5V. del transformador T1 y T2. De acuerdo con la ecuación (6): NC 12 108 74.Para el cálculo del devanado de compensación NC y de retroalimentación NR. conociendo previamente el valor del voltaje rizo.11A. f = 20KHz. la conexión en ambos devanados (compensación y retroalimentación) de un diodo rectificador de alta velocidad. SOLUCIÓN. se consigue a partir de ecuaciones similares para el cálculo de los devanados NP y NS. opera con los criterios de diseño.848V C máx 0. se requiere conocer el valor de voltaje de CD correspondiente.81 2500 NR 5 108 30. para que el amplificador de error del circuito TL494. se requiere inyectar voltajes de CD. tanto para el suministro de corriente. 3. que indica la relación calibre del alambre magneto AWG con la correspondiente capacidad de corriente. deben ser convertidas en voltajes de CD. así como el valor de: Vm = 10V. que se obtiene de las ecuación (1). f = 20KHz.86 espiras 4 20000 0. La obtención del número de espiras por cada uno de estos devanados. se puede seleccionar por un valor de capacitancia CR = 10μF.81 2500 La selección del calibre del alambre magneto.11A. así como también el voltaje de retroalimentación requerido. se puede ver.10. opere correctamente.3. 25 . con su correspondiente filtro capacitivo.11A y un voltaje pico inverso mayor a 10V.81cm y Bm = 2500G. debe tener una capacidad de corriente de operación de 0.07 espiras 4 20000 0. en función de la capacidad de corriente de los devanados de compensación y retroalimentación.848 Un valor práctico para el condensador de retroalimentación. De acuerdo con la ecuación (3): Vmin 0. IC = IR = 0. se elige. El diodo rectificador de alta velocidad. se debe conocer previamente el valor de: VC = 2 12V. se proporciona una tabla.11 6. Para determinar el valor del número de espiras para el devanado de compensación NC y de retroalimentación NR. El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937. para está aplicación. las señales pulsantes obtenidas a la salida de los devanados de compensación y retroalimentación. se puede utilizar la ecuación (3). como para el voltaje de retroalimentación. Ae = 0. para poder operar al circuito de control TL494. se presenta los casos extremos. Funcionamiento del control retroalimentado para dos voltajes de error. con el cual se tiene como propósito.5A [8]. Este circuito integrado. (b) Señal PWM para un caso estable El circuito integrado TL494. 26 . como control PWM. que se observan en el funcionamiento del circuito de control para la fuente de poder conmutada. y dos transistores bipolares con capacidad de manejo de corriente de hasta 0.5. se hizo una analogía de funcionamiento con el esquema básico del control retroalimentado de la Fig. 3. se alcanza una inestabilidad. En la Fig. el cual se compara con un voltaje de error de CD. 2. se obtiene de un amplificador diferencial. es decir cuando se presenta estabilidad. Este circuito contiene un oscilador diente de sierra. la señal de referencia se iguala a la señal de retroalimentación. [8] Fig. relacionarlo con el diagrama interno del TL494. se observa que se requiere de un oscilador de señal diente de sierra.4. que obligue al cambio en la señal de retroalimentación. con el valor de voltaje de retroalimentación. 2. En la Fig. dos amplificadores de error.3. tiene mucha aceptación en el diseño de fuentes de poder conmutadas operadas en alta frecuencia (>20Khz). hasta que exista nuevamente un cambio en el sistema. para proporcionar a la salida de un comparador. que hace la función de amplificador de error. Para la selección del circuito integrado TL494. se utiliza como circuito de control con modulación por ancho de pulso PWM. para comprobar la función correspondiente de cada bloque y asegurar su función en esta aplicación. una señal de control PWM. el cual resta el voltaje de referencia. obtenido a partir de la diferencia de dos voltajes que corresponden al voltaje de referencia y al voltaje de retroalimentación. protección contra sobre voltaje. se ilustra el diagrama de bloques del circuito integrado TL494. y esa condición se mantiene.6.4.6. control para el tiempo muerto de la señal PWM. 3. Pero cuando. referencia de +5V con histéresis. 3. utilizado en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. (a) Señal PWM para un caso inestable. La variación del voltaje de error de CD.4 CIRCUITO DE CONTROL TL494 CON MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO En la Fig. que corresponde a la variación correcta del sistema. las cuales son de importancia. se observan algunas terminales. para que se utilicen ciertas condiciones de operación para el TL494. para el diseño de una fuente de poder conmutada. que pueden presentar confusión. Las características eléctricas más importantes del circuito integrado TL494.1. Diagrama interno de bloques del circuito integrado TL494 TABLA 3. por ejemplo. Características eléctricas del circuito integrado TL494 27 . en la cual solo se puede inyectar una señal con nivel de voltaje de +5V.5. que recomienda el fabricante. que corresponde a la terminal No 4. como la información. mientras que la terminal No 13. En la tabla 3. el control de tiempo muerto (deadtime). Fig. ya que sirven de guía. por ser una compuerta con lógica TTL. 3.I.En el diagrama de bloques. se enlistan estás características que proporciona el fabricante [8]. son de utilidad para el desarrollo de un diseño específico. se refiere al control de la señal de salida (output control). 7. utilizado para generar la señal de control para la activación del transistor MOSFET IR740. En la Fig. se observa la curva correspondiente a la variación de la frecuencia del oscilador f. que se tienen que considerar cuando se realiza el diseño de una fuente de poder conmutada. 3.6.Entre las curvas características más importantes. son por ejemplo. en donde resistor RT = 8.6.7. A partir de está grafica se obtiene el valor del resistor RT y condensador CT. 3. la gráfica de la frecuencia del oscilador. Diagrama eléctrico del circuito integrado TL494 En la Fig. Fig.01μF. Variación de la frecuencia del oscilador en función del valor de RT 28 . se ilustra el diagrama eléctrico del circuito integrado TL494. 3.2KΩ y CT = 0. en función del valor del resistor RT. Fig. de la señal de control. y la gráfica del porcentaje del ciclo de utilidad. para el control del tiempo muerto (deadtime). como función de la frecuencia del oscilador. la gráfica de la ganancia en voltaje del amplificador de error en lazo abierto. 3. para generar la señal diente de sierra como oscilador para una frecuencia de 20KHz. se ve el diagrama de la etapa de salida con rectificadores de alta velocidad. se conectan en paralelo dos diodos alta velocidad 1N4937. el cual determina la ganancia en el amplificador de error diferencial. En la Fig. por lo que es necesario realizar una compensación en frecuencia. se obtiene una ganancia en voltaje en lazo cerrado de aproximadamente 30dB.8. El diodo rectificador de alta velocidad.10. Posteriormente. 3. 3.5A.7KΩ. como lo sugiere el fabricante [5]. se debe conectar un filtro capacitivo. De acuerdo con la ecuación (3): 29 . permitirá conseguir que: RC = 940Ω.1μF. agregando una red R3C conectada en serie entre si.5 CIRCUITO DE SALIDA Para obtener un voltaje de CD de los devanados secundarios de los transformadores T1 y T2. no puede proporcionar el nivel de voltaje VG hacia la terminal de compuerta. para activar al IR740. R4 y R5.4. Para determinar el valor del condensador C1. por la frecuencia de operación de la fuente de poder conmutada a 20KHz. debido a que el circuito integrado TL494. El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937. así como el valor de: Vm = 24V. que se obtiene de las ecuación (1). SOLUCIÓN. la ganancia en corriente β = 10. La obtención del valor de los resistores RC. I1 = 1.En la Fig. se observa la conexión de la red de acoplamiento a la terminal No 8. 3. y en paralelo con el resistor R2. R2 = 1MΩ. se puede utilizar la ecuación (3). 2. se observa. por está razón.8. debe tener una capacidad de corriente de operación de 2A y un voltaje pico inverso de 400V. conociendo previamente el valor del voltaje rizo. se requiere disponer de rectificadores de alta velocidad. f = 20KHz. se observa la respuesta del amplificador de error diferencial. que se ilustra en la Fig. su operación es inestable [5]. el cual debe funcionar para una frecuencia de 20KHz. para cumplir con los criterios de diseño. Con el valor propuesto de resistores y condensador por el fabricante: R1 = 4. opera con una corriente máxima de 1A.4KΩ y R5 = 1KΩ. para que los transistores Q1 (BC547) y Q2 (BC557) satisfagan su operación en la región de corte-saturación. se requiere de una red de acoplamiento adicional. 3.6. R4 = 9. Fig. En la Fig. Variación de la ganancia en voltaje en lazo abierto en función de la frecuencia Para activar al transistor MOSFET IR740. Sobre la curva de respuesta de este amplificador. que para una frecuencia de 20KHz. [5] 3. R3 = 33KΩ y C = 0. El fabricante proporciona una solución para resolver este inconveniente y conseguir que el amplificador de error sea estable para 20KHz [X]. I1 = 2. Fig. conociendo previamente el valor del voltaje rizo.5 147.848V C máx 2. 30 . D2 y filtro capacitivo para una frecuencia de 20Khz En una conexión en paralelo. y así evitar que se quede cargado. cuando se desconecte la fuente de poder conmutada. se conecta un resistor R con valor de 10KΩ.03V C máx 1.03 Un valor práctico para el condensador C1.848 Un valor práctico para el condensador C2.5A. 3. como protección para la descarga del propio condensador. se puede seleccionar por un valor de capacitancia C1 = 47μF.7.7 F 20000 0.5 36. De acuerdo con la ecuación (3): Vmin 0. así como el valor de: Vm = 10V. f = 20KHz.Vmin 2. Rectificador de alta velocidad D1. Para determinar el valor del condensador C2.94 F 20000 2. que se obtiene de las ecuación (1). se puede utilizar la ecuación (3). se puede seleccionar por un valor de capacitancia C2 = 220μF. 1 ELABORACIÓN DEL PROTOTIPO A continuación. para mostrar el funcionamiento de la fuente de poder conmutada. se presenta una sencilla descripción de la forma como se realiza la placa del circuito impreso para la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. cuando la fuente de poder retroalimentada con voltaje tiene carga.2. (d) Inductores auxiliares. (c) Convertidor flyback. que está integrada por: (a) Rectificador monofásico de entrada y filtro.2. a y el esquema del circuito impreso en la Fig.CAPITULO 4 RESULTADOS Y PERSPECTIVAS En este capitulo. se muestran en la placa de circuito impreso de la Fig.1. 4. En la Fig. se muestra el aspecto de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. con la carga que consiste de dos lámparas de 21W. que se conectan a su salida. a través de oscilogramas correspondientes a las señales de control del circuito integrado TL494.b. de cara individual. Aspecto Físico de la Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje El circuito impreso del prototipo de fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.1. El montaje de fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje junto. siendo los dispositivos electrónicos distribuidos. se ilustra el aspecto del montaje de la fuente de poder conmutada con carga. Estas mediciones son realizadas en el laboratorio. según. 4. 4. 4. magnéticos (transformador con núcleo de ferrita).1. (e) Circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso. 31 . (f) Circuito de salida.1. se presentan los resultados obtenidos con el prototipo de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.1. Fig.1. etc. (b) Red de arranque. 4. se realiza sobre una placa fenólica. En la Fig. 4.3.1. También se indica como se deben distribuir los dispositivos electrónicos. b Placa de Circuito Impreso Fig.1.a Distribución de Componentes sobre la Placa del Circuito Impreso Fig. 4. Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje con Carga Resistiva (lámparas de 21W) 32 .3.2. 4.1.2.Fig.1. 4. Estás mediciones. y ciclo de trabajo del 30%. En primer lugar. obtenido de la diferencia del voltaje de referencia con valor de 4. se realizaron con ayuda de un osciloscopio digital de la serie TDS3000B de TEKTRONIX. Fig.3V aproximadamente. frecuencia. Oscilograma de la señal de reloj para el TL494 33 . que es igual a 1. El osciloscopio digital. se indica la información correspondiente de la amplitud.9V y del voltaje de retroalimentación de 3. la realización de la medición. En las Fig.2. con la comparación del voltaje de error.6V.4.2 MEDICIONES En esta sección.2. En la figura de cada oscilograma. se realizaron las mediciones correspondientes a la señal del reloj con frecuencia de 20KHz. se hace una descripción de las mediciones realizadas para obtener las señales correspondientes del circuito del control.2. en seguida la señal que corresponde al diente de sierra.2. permite que se pueda guardar la información. ciclo de trabajo.1 y 4. que se utiliza para formar las señal de control. para justificar el funcionamiento de la fuente de poder conmutada [5]. se observan estos oscilogramas respectivamente.1. es decir los oscilogramas en un disco floppy. etc. 4. 4. esto hace más versátil. se procede evaluar el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.2. y que O provee un valor TJ < 150 C.1. se observa que el valor de temperatura registrada. es una variable dependiente del nivel de potencia.3 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS En esta sección. esto indica.0A Tj < 1000C Eficiencia η ~ 80% De acuerdo con las mediciones de disipación de calor en el transistor MOSFET IR740. en donde el cambio de la temperatura en el transistor. para obtener sus respectivas características eléctricas. La información obtenida.2. 34 . se enlista en la Tabla 4.1 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS PARÁMETRO VARIABLE VALOR Voltaje de entrada VE 54V Voltaje de salida menor V1 + 9V Voltaje de salida mayor V2 + 12V Corriente de entrada IE 0.1. 4. Por está razón.Fig. no O alcanza el valor de TJ = 150 C. que es valido para ciclos de trabajo de 10% a 40%. el transistor MOSFET IRF740. TABLA 4.16A Corriente con carga (lámpara de 21W) Temperatura del transistor MOSFET IS 1. que el transistor está operando correctamente en el limite del pulso. 60Hz. bajo las condiciones de operación reportadas en la Tabla 4. con dos lámparas de 21W como carga.3. con ayuda de un multimetro de la marca STEREN. Se inyecta una señal alterna de 120V RMS. y que se observan en la Fig. Oscilograma de la señal diente de sierra para generar la señal PWM 4. 4. no requiere disipador metálico auxiliar.1. de la marca Ferroxcube (material 3C85). contra sobre carga.2. es funcional. se propone un circuito de protección al diseño original de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. correspondiente al ciclo de histéresis. Curva de magnetización normal. como se observa en la curva del ciclo de histéresis (B-H). que corresponde a una O temperatura en el transistor MOSFET IRF740 de TJ = 150 C. sobre la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.1 [7]. aprovechando la variación de calor en el transistor MOSFET IRF740.3. realizada en este trabajo. Sin embargo.4.Por otra parte. 4. 4. con núcleo de ferrita de alta permeabilidad (μ > 2000). hasta que se restaure la carga. 4.5V. que la eficiencia de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. mejore su rendimiento. el cual es activado por el transistor 2N2222. para sus respectivos devanados [11]. el cual presenta algunas deficiencias. cuando se cierre la unión base-emisor con un voltaje aproximadamente de 4. Como mejora en el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. también se puede observar de la Tabla 4. se desconecta de la línea de 60Hz. Esto es debido en parte al diseño del transformador con núcleo de ferrita. El circuito de protección implementado en la fuente de poder conmutada de la Fig. en donde se observa la región de saturación. que la fuente de poder conmutada. de la Fig. Fig. es tan solo del 80%.4 PERSPECTIVAS Debido a las deficiencias explicadas en la sección 4.4. 4. así como también a su baja permeabilidad magnética del núcleo de ferrita. la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. [7] Por otra parte a la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.4. con respecto al tipo de alambre magneto. le hace falta un circuito de protección.1. 4. es decir que alcance eficiencias del oren del 90%. 35 . se propone utilizar transformadores de alta frecuencia. Esta solución permite. está provisto por un relevador magnético. en donde la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. Este circuito puede ser desarrollado.4.1. En la Fig. para aplicaciones con baja potencia alrededor de 15W.2. se debe evitar que el núcleo de ferrita del transformador de alta frecuencia. que se utiliza. a pesar de los inconvenientes mencionados. se sature. 00 $8.00 1 Transformador con núcleo de ferrita Rectificador de 4A Circuito Integrado TL494 TRIMPOT de 10KΩ 1 Porta fusible $2.00 $15. A continuación se procede a realizar una lista de materiales. descripción. se expone un importante asunto.2. acerca del presupuesto.10). en la que se debe especificar la cantidad. Diagrama del circuito eléctrico propuesto para la mejora del rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. 4.50 3 Bloque de 2 terminales $4. por lo tanto.00 2 1 1 36 . pues es indispensable desarrollar un buen proyecto.00 $10.00 $10. JUSTIFICACIÓN ECONÓMICA Enseguida. Es necesario.4.00 $12.00 $8. unidad. como guía para realizar el presupuesto. 2.00 $15.00 $200. costo por unidad y costo total. la forma de proceder es la siguiente: Se toma al diagrama eléctrico de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje (Fig.Fig. LISTA DE MATERIAL CANTIDAD DESCRIPCIÓN PRECIO UNITARIO PRECIO TOTAL $100. que en el presupuesto no falte ningún material.50 $2. 00 $4.50 $5.00 $4.00 $4.50 $1.00 1 Resistor 8.00 TOTAL $370.2K / ⅛W $2.00 $2.00 $5.00 $2.00 2 Resistor 100 Ω / ⅛W $2.7K / ½W Placa para impreso 10x15cm $0.00 1 Resistor 470K / ⅛W $2.00 $9.00 $5.00 $20.00 2 Resistor 1.00 $2.00 1 Resistor 10K / ⅛W $2.00 $2.7K / ⅛W $2.1 Base de integrado (16 PINES) Fusible tipo europeo 1ª / 250 V Header en escuadra 1 Clavija $5.50 $1.00 $4.50 $1.00 Transistor BC557 $2.50 $2.00 1 Resistor 1K / ⅛W $2.50 $2.00 1 1 1 $5.00 1 2 1 1 1 1 1 37 .00 $2.00 $2.00 $20.00 1 Capacitor electrolítico 100µF a 50V Capacitor electrolítico 220µF a 50V Capacitor electrolítico 470µF a 250V Capacitor electrolítico 22µF a 50V Capacitor cerámico 1nF Capacitor cerámico 100nF Resistor 8K2 / 2W 4 Resistor 10K / ½W $0.00 1 Resistor 560 Ω / ⅛W $2.00 1 Resistor 56K / ⅛W $2.00 $10.50 $7.50 $20.00 1 Resistor 4.00 $7.00 2 Transistor BC547 $2.00 1 Resistor 820 Ω / ⅛W $2.50 $12.50 $2.50 $0.00 $10.00 1 MOSFET IRF740 $9.00 $2.00 1 Resistor 2.00 $2.00 $2.00 1 Resistor 33K / ⅛W $2.50 $4.00 $4.00 1 1m de cable $10.2K / ⅛W $2.00 $1.00 $2.50 $4.00 8 Diodo 1N4937 $1.00 $20.00 $4.00 $5. Con respecto al desarrollo original de ingeniería que se llevo a cabo en este trabajo de TESIS.00. mínimo peso. lo que corresponde solamente al circuito total. pero que son de utilidad. el diseño adquiere un mayor valor alrededor de $300.00 38 . ya que trabajando 5 horas diarias en días laborales durante seis meses 2 ingenieros. que integra la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. como base.El costo total es de $370. pero considerando la experiencia profesional adquirida durante el trabajo. podemos calcular en base al tiempo invertido un costo aproximado.00.000.00. mayor eficiencia.500. y se enlistan a continuación junto con el anterior presupuesto: LISTA DE MATERIAL $364. se puede estimar un valor de $100.000.000.364.00 ACCESORIOS $500. pero el reducido tamaño.00 GABINETES PROFESIONALES $1. que el correspondiente para una fuente de poder conmutada comercial.00 TOTAL $302. este costo total.00. puede ser mayor. es indispensable que se de el valor correspondiente al diseño. además de tomar en cuenta el costo de la hora ingeniería de $240. y baja disipación. hace que se compense el costo total. se deben considerar otros aspectos menos importantes. Sin embargo.00 VALOR DEL DISEÑO $300. Además. alcanza solamente una O temperatura alrededor de TJ < 100 C. como sucede en los transistores BJT. con el propósito de mejorar las limitaciones que se presentan en las fuentes de poder conmutadas comerciales de computadora personal PC. que se comprendiera profundamente el funcionamiento de un sistema retroalimentado. proporcionado por el transformador del núcleo de ferrita. El transistor MOSFET IRF740 en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje trabaja. Este trabajo de TESIS. debido a su funcionamiento en alta frecuencia para proporcionar altas densidades de corriente.CONCLUSIONES En este trabajo se desarrolló una fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. bajo el principio de retroalimentación por voltaje por medio de componentes magnéticos. desarrollada en este trabajo. es un ejemplo de innovación tecnológica como desarrollo nacional. D. sin la necesidad de utilizar un transistor de conmutación con operación en alta frecuencia. Se tiene un alto aislamiento de la línea de 60Hz. se logro gracias a que se alcanzaron los siguientes puntos: A. entonces se evita alcanzar el fenómeno de ruptura secundaria. se consigue que la fuente de poder conmutada alcance un mayor tiempo de vida. B. no tenga un envejecimiento prematuro. a una frecuencia de 20KHz. como en la fuente de poder conmutada comercial de PC. Al operar a la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. se requirió. Para la realización de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. de la curva característica de salida I-V. Desarrollando las mejoras al diseño actual obtenido de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. sin la necesidad de utilizar un disipador metálico. es diseñar una fuente de poder conmutada. funciona correctamente en la región de segura de operación SOA. 39 . puede ser utilizada para reemplazar en un futuro a la utilizada en los sistemas comerciales. El propósito de este trabajo. operado a 20KHz. C. este tipo de tecnología. Como la disipación de calor en el transistor MOSFET IRF740. La fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. Logrando de está manera que los elementos de conmutación como el transistor MOSFET. a base de componentes magnéticos (que es su base de diseño). 50V. June. “Catalogo 2003: Alambre Magneto”: http://www. datasheet: IN4937. 263 . “Switchmode Pulse Width Modulation Control Circuit”. pp. 1967. datasheet: BUZ71.01Ohm. 300 . 2000 [9] Intersil.5A. pp.100. pp. John Weley & Sons. Second Edition. McGraw-Hill. datasheet: TL494. 400V. Fast Recovery Rectifier DIODE”. “ELECTRONICA DE POTENCIA Circuitos. 280 . 3A. pp. pp. 1990. 314 318. [11] Grupo CONDUMEX. Tercera Edición. 1.REFERENCIAS [1] Muhammad H. S. July.302.com 40 . pp. N-Channel Power MOSFET”. Rashid. 96 .269.269. 208 . Jayant Baliga. Grove. “Practical Switching Power Supply Design”. “Complementary Silicon Plastic Power Transistor”. 1989. datasheet: TIP31A. pp. “High-Frequency Switching Power Supplies: Theory and Design”. [5] Crisis George. 40-100V. Prentice Hall. 1999 [10] MCC semiconductor. [8] ON semiconductor. [7] Marty Brown. John Weley & Sons. Channel Power MOSFET”. “Modern Power Devices”. pp. 1999 [4] MOSPEC. [6] A.condumex.236. 2004 [2] B. 263 . 1992 [3] Intersil. “14A. pp. N. “5. 420V.286. Motorola Series in Solid State Electronics. 0. 67 . 197 . “Physics and Technology of Semiconductor Device”.206. June. datasheet: IRF740. Dispositivos y Aplicaciones”.79.0 Ohm. “1A. se fabrican transformadores de alta potencia y frecuencias > 50KHz.064 0.0063 0.1798 0.73 0. que estos sistemas operen con bajas pérdidas. con un alto asilamiento.5 1. del tipo 0 POLISOLDATERMANEL.65 0. para la selección del 0 calibre AWG del alambre magneto SOLDANEL.6438 0. se tiene: NP = 340 espiras NS1 = 74 espiras NS2 = 30 espiras NC = 74 espiras NR = 30 espiras AWG # AWG # AWG # AWG # AWG # 30 22 19 34 34 Cuando.1426 0.0240 0.0799 0.030 0.016 0.4647 0. [11] 41 .2859 0. en aplicaciones como son los balastros electrónicos.0100 0.4049 0. Este tipo de alambre magneto.045 0.33 0.52 0. clase H.10 0.0127 0.057 0.11 0. en donde se exige.3.051 0.09 0. es utilizado en la fabricación de transformadores de alta frecuencia 20KHz. se recomienda utilizar un alambre magneto LITZ. con respecto a la capacidad de corriente.040 0. 130 C.7230 0.92 0.46 0.0050 3.5733 0.08 0. TABLA DIMENSIONES ALAMBRE MAGENTO Calibre Número AWG Diámetro mm Sección Transversal 2 mm Corriente (AMPERS) 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 1. con núcleo de ferrita [11].41 0.0201 0.33 0.16 0.1131 0.2019 0.072 0.3211 0. 180 C.0 1.010 Para el diseño del transformador con núcleo de ferrita para 20KHz.1007 0.2268 0. del capitulo 3. calculado en la sección 3.22 0.20 0.8118 0.036 0.0079 0.5 2.82 0. con información correspondiente.58 0.025 0.15 0.0254 0.0159 0.032 0. clase B.26 0.1601 0.2 0.9116 0.5106 0.0897 0.APÉNDICES ALAMBRE MAGNETO: CAPACIDAD DE CORRIENTE A continuación se da a conocer una TABLA.2 2.2546 0.8 1.1270 0.13 0.3606 0. El área efectiva en un núcleo de material de ferrita. de interés. Oersted y Gauss. ya que esto sigue precisamente a las leyes fundamentales del electromagnetismo desarrolladas por los pioneros científicos del campo.MATERIALES DE FERRITA El diseño de componentes magnéticos es una ciencia exacta. Aspecto de un núcleo de ferrita Para el diseño de inductores y transformadores. En la Tabla I. es dar la información correspondiente para la construcción y fabricación de transformadores con operación en alta frecuencia. 1. como son: Maxwell. TABLA I PROPIEDADES FISICO-QUIMICAS MATERIAL FERROXCUBE 3C8 FERROXCUBE 3C85 COMPOSICIÓN QUIMICA MnFe2O4 + ZnFe2O4 MnFe2O4 + ZnFe2O4 PERMEABILIDAD MÁXIMA RESISTIVIDAD μr = 1500 10 Ω-cm μr = 5000 10 Ω-cm PUNTO DE CURIE 2 ~ 200 C 2 ~ 200 C 0 0 La frecuencia de operación para materiales de ferrita ferroxcube 3C8 es <50KHz y ferroxcube 3C85 es <1MHz. se indican algunas propiedades físico-químicas. y la frecuencia de operación f para el tipo de núcleo. Ampere. Fig. el máximo valor de la densidad de flujo magnético Bm. El propósito de este resumen. se toma como la región en donde se enrollan las espiras para formar los inductores. se requiere conocer el tipo de núcleo que se va a utilizar. El aspecto de un núcleo de ferrita se observa en la Fig. que son útiles para la selección de materiales de ferrita. 1. 42 . se obtuvo la siguiente información. para seleccionar el tamaño del núcleo de ferrita. que sirve como guía. TABLA II AREA EFECTIVA COMO FUNCIÓN DE LA POTENCIA ELÉCTRICA Ferroxcube 3C8 Bm = 4000G f = 20KHz Potencia (VA) Área Efectiva 2 (cm ) 10 0.48 100 1. De está información contenida en la Tabla II.A partir de resultados experimentales realizados en el laboratorio de Industrias Sola Basic ISB. como función del área efectiva Ae y la potencia eléctrica disponible PE.04 60 1.28 80 1.74 40 1.52 20 0. no se tiene información técnica.65 43 .